CN107979277A

CN107979277A - 一种基于新型变压器与电感器的功率因数校正装置

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Publication number: CN107979277A
Application number: CN201610920009.3A
Authority: CN
Inventors: 李强; 韩业华; 徐海瑞; 金天; 陆荣
Original assignee: Nanjing University of Science and Technology
Current assignee: Nanjing University of Science and Technology
Priority date: 2016-10-21
Filing date: 2016-10-21
Publication date: 2018-05-01

Abstract

本发明公开了一种基于新型变压器与电感器的功率因数校正装置，其组成包括：三相三线制输入电源（1），三相输入整流部分（2），移相桥（3），高频变压器（4），输出滤波整流电路（5），采样电路（6），比例放大器（7），PI放大器（8），PWM发生器（9），其特征在于：所述的在三相三线制输入电源（1）中采用交流电感器，高频变压器（4）采用平面变压器，输出滤波整流电路（5）采用开气隙的磁心直流电感器。高电流密度，平面变压器的导线实际上是一些平面的导体，因而电流密度大；）高效率，效率可达98%～99%；低漏感，约为初级电感的0.2%；热传导好，热通道距离短，温升低；低EMI辐射，良好的磁芯屏蔽可使辐射降到很低。

Description

一种基于新型变压器与电感器的功率因数校正装置

技术领域

本发明属于开关电源中的功率因数校正，应用航天航空领域、科学仪表、太阳能电池阵列等。

背景技术

三相功率因数校正装置由于其电路结构、工作机理和控制都比较复杂，目前仍处于发展阶段。

特别是变压器基本都是采用普通变压器，普通变压器中一次所看到的电压尖峰是由漏感引起的。为设计出使其漏感最小的变换器变压器，一次和二次之间必须有最小的距离。

现在在三相功率因数校正装置设计中通常采用通过各种方法以得到合适的电感器设计。例如，在许多情况下，用安排电流密度的经验法。安排200A/cm²(100CM/A)就能得到很要的工作水平。在许多时候，这个方法是令人满意的。但是，用来满足这个要求的导线尺寸可能比希望或需要的大且重。

发明内容

本发明所解决的技术问题在于提供一种基于新型变压器与电感器的功率因数校正装置。

实现本发明目的的技术解决方案为：

1.一种基于新型变压器与电感器的功率因数校正装置，其组成包括：三相三线制输入电源(1)，三相输入整流部分(2)，移相桥(3)，高频变压器(4)，输出滤波整流电路(5)，采样电路(6)，比例放大器(7)，PI放大器(8)，PWM发生器(9)，其中：所述的在三相三线制输入电源(1)中采用交流电感器，高频变压器(4)采用平面变压器，输出滤波整流电路(5)采用开气隙的磁心直流电感器。

2.交流电感器采用双线圈C型磁芯或单线圈C型磁芯，呈碟片形。

3.平面变压器采用EE磁芯平面结构方式。

4.电感Lf采用开气隙磁芯直流电感器，开气隙磁芯采用铁合金和铁氧化体，气隙可以调整到任何长度。

平面变压器在提高开关电源特性方面有着很大的优势。与传统变压器相比有如下优势：

(1)高电流密度，平面变压器的导线实际上是一些平面的导体，因而电流密度大。

(2)高效率，效率可达98％～99％；低漏感，约为初级电感的0.2％。

(3)热传导好，热通道距离短，温升低；低EMI辐射，良好的磁芯屏蔽可使辐射降到很低。

(4)体积小，采用了小型磁芯可相应减小体积；参数可重复性好；因为绕组结构固定、容易预先加工，所以参数稳定。

(5)工作频率范围宽，频率可从50kHz～2MHz；工作温度范围宽，工作温度为-40℃～130℃。

(6)绝缘性好，平面变压器由导电电路与绝缘片互相重叠构成。

下面结合附图对本发明作进一步详细描述。

附图说明

图1结构框图

图2 DCM模式控制原理图

图3控制电路框图

图4工作波形图

图5典型EE平面变压器的侧视图

图6典型EE平面变压器的端视图

图7典型EE平面变压器的顶视图

图中：1.三相三线制输入电源 2.三相输入整流部分 3.移相桥 4.平面变压器 5.输出滤波整流电路 6.采样电路 7.比例放大器 8.PI放大器 9.PWM发生器

具体实施方式

1.主电路

主电路包括：三相三线制交流源，三相输入整流，移相桥，高频变压器，输出滤波整流。

其工作原理：本发明采用改进后的基于全桥拓扑的三相单级APFC电路。利用VT2,VT4的开关以及La，Lb，Lc的充放电能量，既能实现功率因数校正，又能改善VT2，VT4软开关。

2.工作过程

以0≤ωt≤π/3阶段为例进行分析。该电路在一个开关周期内共有6个工作模态，工作波形如图4所示。

模态1(t₀-t₁)：开关VT3已经导通，在t0时刻VT₂导通，VT₁、VT₄截止。A、C相电流i_Ls、i_Lc近似线性地从零增加，B相电流开始给滤波电容C、C₁及C₄并联充电。变压器一次U_AB＝-U_C，一次向二次输送能量。在开关周期内，认为各相电压不变。所以：

式中，d₁为滞后臂开关管(包括反并联二极管的导通时间)的占空比。因u_bn<0，所以有：

当t＝t₁＝-u_bn/(u_bn+U_C)d₁T时，i_Lb＝0。状态1结束。

设T是开关周期，U_m时输入相电压的幅值，由式(6)可知，最极端的情况是t₁＝(1-d₁)T时，电流i_Lb＝0且u_bn＝-U_m，故(U_C+U_bn)(1-d₁)T+u_bnd₁T≥0，输入电感工作于DCM的条件是

U_C≥U_m(1-d₁) (8)

模态2(t₁-t₂)：到t₁时刻，B相断开，i_La、i_Lc继续线性上升，电容C、C₁及C₄并联向次级输送能量。到t₂时刻，VT₃零电压关断。

模态3(t₂-t₃)：该状态B相仍然断开，i_La、i_Lc继续线性上升，变压器一次电流使C₃充电，C₁放电。变压器圆边漏感L_Ik与输出滤波电感L_f串联，一次电流i_P近似不变，为i_P0，于是

U_C3＝i_P0t/2C₃ (9)

U_C1＝U_C-i_P0t/2C₃ (10)

所以U_C1下降到零的时间t₃₂是

t₃₂＝t₃-t₂＝2C₃U_C/i_P0 (11)

这样VT₁的反并联二极管VD_S1自然导通，状态2结束。t₃时刻变压器一次电压为零。

模态4(t₃-t₄)：该状态B相仍然断开，i_La、i_Lc继续线性上升。但VT₁并未导通，直到t₄时刻。

模态5(t₄-t₅)：该状态B相仍然断开，i_La、i_Lc继续线性上升。这期间二次绕组不足以提供负载电流，变压器二次侧的高频整流二极管全部导通，到t₅时刻，VT₂零电压关断。

状态6(t₅-t₆)：该状态B相仍然断开，C与C3并联后与C4反串联，再与C2并联，由i_La、i_Lc及i_P对C2充电，i_La、i_Lc开始线性下降。由该状态等效电路可得知如下方程

初始条件：

U_C2(t₅)＝0 (16)

由式(12)—(15)可得到

可得到

其中

忽略式(19)中第二项，即可得出VT4导通时间

3.交流电感器的设计

交流电感器的设计需要计算伏安(VA)能力，在某些场合，要规定电感量，有些场合要规定电流。规定电感量，要计算电流；规定电流，要计算电感量。

磁芯的伏—安能力与其面积积的关系可有下式表示：

式中，K_f为波形系数；K_u为窗口利用系数；B_AC为工作磁通密度，f为工作频率；J为电流密度。由上式可以看出，如磁通密度B_AC、窗口利用系数K_u和电流密度J等因素对电感器的面积积A_P都有影响。

虽然电感器时针对给定的温度来设计的，但是它们也可以针对给定的调整率来设计。调整率与磁芯的伏—安能力的关系涉及两个常数

a＝调整率(％) (23)

常数K_g由磁芯的几何尺寸用下式来求出

常数K_e由磁和电的工作状况用下式求出

式中K_f为波形系数，对于方波，K_f＝4.0，对于正弦波，K_f＝4.44。

线性交流(AC)电感器的设计依赖于五个有关的因素：

(1)希望的电感量

(2)所加的电压(跨越电感器两端)

(3)频率

(4)工作的磁通密度

(5)温升

根据上面所建立的技术要求，设计电感时，要确定不会产生饱和的B_AC最大值，并且做出能对给定体积的情况下，获得最大电感量的折中。所选择的材料决定给定设计中允许的最大磁通密度。

与变压器相同，交流电感器必须承受所施加的电压V_AC。其匝数根据法拉第定律计算，其表达式是

带空气隙的铁芯电感值可由下式表示

由上式可以看出，电感量取决于等效磁路长度是空气隙长度l_g和磁路长度MPL与材料的磁导率μ_m的比值之和。

当磁芯的空气隙l_g比MPL/μ_m大的情况下，高磁导率材料μ_m的变化对总的等效磁路长度或电感量没有显著影响，所以电感量公式可简化为

重新安排上式对气隙求解

空气隙的最终确定还要考虑边缘磁通的影响。边缘磁通是气隙尺寸、磁极表面形状和线圈形状、尺寸和位置的函数。它的净效果是使等效的空气隙比实际的物理尺寸小。

边缘磁通使磁路的总磁阻减小。因此，使其电感量通过系数F增大，边缘磁通为

式中，G为线圈长度。下式为考虑了边缘磁通影响后的电感值修正

此时，边缘系数F已经通过公式计算出，可以利用F重新计算线圈的匝数

在新的匝数计算后，利用求出的新的匝数来求解B_AC。这个校核将提供出工作磁通密度以便计算磁芯损失P_Fe以及将提供对磁芯饱和裕量的校验

交流电感器的损耗由三部分构成：

(1)铜损P_Cu

(2)铁损P_Fe

(3)气隙损耗P_g

铜损P_Cu是I²R_o。若集肤效应很小，则可以直接计算。铁损由磁芯制造商提供数据计算。气隙损耗P_g与磁芯材料的厚度及磁导率无关。当铜损P_Cu和铁损相等时，效率最高。但是，只有当气隙是零的时候如此。气隙损耗不是发生在空气隙本身中，而是由气隙周围散射出的磁通又重新以高损耗磁通的方向进入磁芯引起的。当空气隙增加时，跨气隙两侧的边缘磁通越来越多，有些边缘磁通以与叠片垂直的方向射入到磁芯，产生涡流，引起附加的损耗，这里的损耗就称为气隙损耗P_g，边缘磁通的分布还受磁芯的几何形状与尺寸等影响。

设计电感器要选择磁芯，需要选择具有如下最小比的磁芯，即

两个用于相同设计要求，具有相同面积积A_P的磁芯，具有最小窗口面积的磁芯产生的边缘磁通最小，若设计要求变化了，而要求紧接着下一个较大的磁芯，则把所用的磁芯两个叠起来，比选用一个较大的磁芯效果更好。

4.平面变压器

传统变压器初级线圈所产生的磁通并非都穿过次级线圈，于是就产生了漏感，电磁耦合的紧密要求也无法满足。而平面变压器只有一匝网状次级绕组，这一匝绕组也不同于传统的漆包线，而是一片铜皮，贴绕在多个同样大小的冲压铁氧体磁芯表面上。所以，平面变压器的输出电压取决于磁芯的个数，而且平面变压器的输出电流可以通过并联进行扩充，以满足设计的要求。

这里，图5—图7所示的是三个典型的EE磁芯平面结构方式的图示。装配好的平面变压器在它们已经成型的结构方面具有很独特的特性。在已安装完的平面变压器中，每个一次线匝都处在精确的位置上，这个位置是由PCB制约的。一次总是与二次有相等的距离。这使得一次对二次的漏感被固定控制。采用相同的绝缘材料将总是提供出一次与二次之间的相同电容。这样所有的寄生参数从一个元件到另一个元件都将是相同的。用这种平面结构，对漏感、谐振频率和共模抑制都有固定的控制.

平面变压器设计公式

平面变压器所用的设计公式及所用的选择合适磁心准则是一样的。计算所需的匝数仍然用法拉第定律

磁心功率处理公式A_P

开气隙电感器L

磁心能量处理公式A_P

5.开气隙的磁心直流(DC)电感器设计

我们可以通过各种方法以得到合适的电感器设计。例如，在许多情况下，用安排电流密度的经验法。安排200A/cm²(100CM/A)就能得到很要的工作水平。在许多时候，这个方法是令人满意的。但是，用来满足这个要求的导线尺寸可能比希望或需要的大且重。

LC滤波器时减小纹波的基本方法。为了使电感器正常工作，通过输入电感器L1中的电流必须是连续的。

被称为临界电感L_(crit)的最小电感法是

式中，ω＝2πf，f为输入电源的频率。

负载越高，保持电流的连续流动越难。滤波电感器以如下方式工作，当Ro区域无穷大，在无载情况下，Io＝0，滤波电容器将充电到峰值电压Vpk，因此，输出电压将等于输入电压峰值。

根据公式(27)，可以计算由单级LC滤波导致的纹波降低。

Claims

1.一种基于新型变压器与电感器的功率因数校正装置，其组成包括：三相三线制输入电源(1)，三相输入整流部分(2)，移相桥(3)，高频变压器(4)，输出滤波整流电路(5)，采样电路(6)，比例放大器(7)，PI放大器(8)，PWM发生器(9)，其特征在于：所述的在三相三线制输入电源(1)中采用交流电感器，高频变压器(4)采用平面变压器，输出滤波整流电路(5)采用开气隙的磁心直流电感器。

2.根据权利要求1所述的功率因数校正装置，其特征在于：所述的交流电感器采用双线圈C型磁芯或单线圈C型磁芯，呈碟片形。

3.根据权利要求1所述的功率因数校正装置，其特征在于：所述的平面变压器采用EE磁芯平面结构方式。

4.根据权利要求1所述的功率因数校正装置，其特征在于：所述的电感Lf采用开气隙磁芯直流电感器，开气隙磁芯采用铁合金和铁氧化体，气隙可以调整到任何长度。