CN107947610A - 应用于柔性直流输电系统的mmc模块拓扑结构及其调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种应用于柔性直流输电系统的MMC模块拓扑结构，其中每个子模块均包括控制单元、第一半桥结构、第二半桥结构、以及连接在二者之间的阻断单元和引导单元，所述引导单元包括晶体管VT6及与其反向并联的二极管VD6，且晶体管VT6的集电极与第一半桥结构连接、发射极与第二半桥结构连接，控制单元用于判断系统是否出现直流故障，以及在判断系统出现直流故障时控制每个子模块的阻断单元关闭，以使故障电流依次流经每个子模块的第二半桥结构的抵消电容、引导单元的二极管VD6和第一半桥结构的抵消电容后流入故障点，从而抑制故障电流。相应地，还提供上述拓扑结构的调制方法。本发明能够在发生直流故障时有效地减小故障电流，避免烧毁其中的电子器件。

Description

应用于柔性直流输电系统的MMC模块拓扑结构及其调制方法

技术领域

本发明涉及柔性直流输电技术领域，具体涉及一种应用于柔性直流输电系统的MMC模块拓扑结构，以及该拓扑结构的调制方法。

背景技术

柔性直流输电技术是构建智能电网的重要组成部分。与传统输电方式相比，柔性直流输电在孤岛供电、城市配电网的增容改造、交流系统互联、大规模风电场并网等方面具有较强的技术优势，是改变大电网发展格局的战略选择。

其中，与传统电压源换流器(Voltage Source Converter,VSC)相比，模块化多电平换流器(Modular Multilever Converter,MMC)因具有扩展性好、谐波小、开关频率低、对器件一致触发要求少等优点，更适用于直流输电应用场合。

MMC模块拓扑结构一般由多个结构相同的子模块(SM,Sub-module)级联构成。为降低损耗和器件数量，用于构成MMC模块拓扑结构的子模块一般采用半桥子模块。但是，半桥子模块级联形成的MMC模块拓扑结构无法有效闭锁直流故障，因此，一旦发生直流故障，势必会烧毁其中的晶体管和二极管等电子器件，从而造成极大的损失。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对现有技术中所存在的上述缺陷，提供一种应用于柔性直流输电系统的MMC模块拓扑结构及其调制方法，其能够在发生直流故障时有效地减小故障电流，避免烧毁其中的电子器件。

解决本发明技术问题所采用的技术方案是：

本发明提供一种应用于柔性直流输电系统的MMC模块拓扑结构，包括三个相单元，每个相单元均包括上桥臂和下桥臂，每个相单元的上桥臂和下桥臂均包括串联的电抗器和多个子模块，其中，每个子模块均包括第一半桥结构、第二半桥结构、以及连接在二者之间的阻断单元和引导单元，所述第一半桥结构和第二半桥结构均包括抵消电容，所述引导单元包括晶体管VT6及与其反向并联的二极管VD6，且晶体管VT6的集电极与第一半桥结构连接、发射极与第二半桥结构连接，所述拓扑结构还包括控制单元，其用于判断系统是否出现直流故障，以及在判断系统出现直流故障时控制每个子模块的阻断单元关闭，以使故障电流依次流经每个子模块的第二半桥结构的抵消电容、引导单元的二极管VD6和第一半桥结构的抵消电容后流入故障点，从而抑制故障电流。

本发明还提供一种拓扑结构的调制方法，其包括如下步骤：

使系统进入不控整流充电状态，直至不控整流充电结束；

使系统进入可控升压阶段，在该阶段中，如果控制单元检测到系统发生直流故障，则控制每个子模块的晶体管VT1至VT6关断，以使故障电流依次流经每个子模块的第二半桥结构的电容C21、引导单元的二极管VD6、第一半桥结构的电容C12后，流入故障点。

有益效果：

本发明采用了新型的子模块，能够在判断系统出现直流故障时控制每个子模块的阻断单元的晶体管VT5关闭，从而切断故障通路，以使得故障电流依次流经每个子模块的第二半桥结构的抵消电容(电容C21)、引导单元的二极管VD6和第一半桥结构的抵消电容(电容C12)后流入故障点，此时两个抵消电容能够为系统回路提供反向电压，用以抵消交流电压到故障点之间的电压差，而电压差减小，自然就抑制了回路中的故障电流，实现直流故障电流的隔离，从而能有效闭锁直流故障。因此，本发明所述应用于柔性直流输电系统的MMC模块拓扑结构及其调制方法能够在发生直流故障时，自动抑制故障电流，从而保护了其中的电子器件。

附图说明

图1为本发明实施例1提供的应用于柔性直流输电系统的MMC模块拓扑结构的示意图；

图2为图1中子模块的结构示意图；

图3为采用图2所示子模块的拓扑结构的故障电流路径示意图；

图4为子模块的工作模式表；

图5为本发明实施例2提供的应用于柔性直流输电系统的MMC模块拓扑结构的调制方法的流程图；

图6为本发明实施例2提供的子模块在不控整流充电阶段电流从输出端A流向输出端B的电流路径示意图，以及电流从输出端B流向输出端A的电流路径示意图；

图7为本发明实施例2提供的子模块在不控整流充电阶段结束后、可控升压阶段开始前、晶体管VT6打开时电流从输出端A流向输出端B的电流路径示意图，以及电流从输出端B流向输出端A的电流路径示意图；

图8为子模块处于工作模式5时电流从输出端A流向输出端B的电流路径示意图；

图9为子模块处于工作模式11时电流从输出端A流向输出端B的电流路径示意图。

图中：1－第一半桥结构；2－第二半桥结构；3－阻断单元；4－引导单元。

具体实施方式

为使本领域技术人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细描述。

实施例1：

如图1所示，本实施例提供一种应用于柔性直流输电系统的MMC(ModularMultilevel Converter，模块化多电平换流器)模块拓扑结构，其包括三个相单元，分别为A相单元、B相单元和C相单元，每个相单元均包括上桥臂和下桥臂，每个相单元的上桥臂和下桥臂的结构相同，均包括依次串联的电抗器L和n个子模块。每个相单元的子模块的数量是由系统设计之初通过直流母线电压、电子器件耐压等级以及子模块的类型等因素共同决定的。本实施例中，每个相单元的子模块的数量m＝2n＝Udc/U_SM，其中Udc是正负直流母线之间的电压，U_SM是每个子模块的电容电压，n是每个桥臂上的子模块的数量，且n>1。

具体地，如图1所示，对于A相单元的上桥臂，输出端Ag依次连接电抗器L_A上、n个子模块后接入直流母线电压的正极Vdc+，其中，子模块1的输出端A与直流母线电压的正极Vdc+连接、输出端B与相邻的子模块2的输出端A连接，子模块n的输出端A与相邻的子模块(n-1)的输出端B连接、子模块n的输出端B与电抗器L_A上的一端连接，电抗器L_A上的另一端与A相输出端Ag连接，A相单元的上桥臂的其他子模块(除子模块1和子模块n以外的子模块)的输出端A均与其相邻的上一个子模块的输出端B连接，A相单元的上桥臂的其他子模块的输出端B均与其相邻的下一个子模块的输出端A连接。这里，与某一子模块相邻的上一个子模块指的是与该子模块相邻且在电路连接关系上比该子模块更接近直流母线电压的正极Vdc+的子模块，例如子模块2是与子模块3相邻的上一个子模块；与某一子模块相邻的下一个子模块指的是与该子模块相邻且在电路连接关系上比该子模块更接近A相输出端子Ag的子模块，例如子模块3是与子模块2相邻的下一个子模块。电流路径为：A相输出端Ag→电抗器L_A上→子模块n的输出端B→子模块n的输出端A→子模块(n-1)的输出端B→子模块(n-1)的输出端A→…→子模块1的输出端B→子模块1的输出端A→直流母线电压的正极Vdc+。

B相单元和C相单元的上桥臂的结构均与A相单元的上桥臂的结构相同，电流路径也类同，此处不再赘述。

如图1所示，对于A相单元的下桥臂，A相输出端Ag依次连接电抗器L_A下、n个子模块后接入直流母线电压的负极Vdc-，其中，子模块1的输出端A与直流母线电压的负极Vdc-连接、输出端B与相邻的子模块2的输出端A连接，子模块n的输出端A与相邻的子模块(n-1)的输出端B连接、子模块n的输出端B与电抗器L_A下的一端连接，电抗器L_A下的另一端与输出端Ag连接，A相单元的下桥臂的其他子模块(除子模块1和子模块n以外的子模块)的输出端A均与其相邻的上一个子模块的输出端B连接，A相单元的下桥臂的其他子模块的输出端B均与其相邻的下一个子模块的输出端A连接。这里，与某一子模块相邻的上一个子模块指的是与该子模块相邻且在电路连接关系上比该子模块更接近直流母线电压的负极Vdc-的子模块，例如子模块2是与子模块3相邻的上一个子模块；与某一子模块相邻的下一个子模块指的是与该子模块相邻且在电路连接关系上比该子模块更接近A相输出端子Ag的子模块，例如子模块3是与子模块2相邻的下一个子模块。电流路径为：A相输出端Ag→电抗器L_A下→子模块n的输出端B→子模块n的输出端A→子模块(n-1)的输出端B→子模块(n-1)的输出端A→…→子模块1的输出端B→子模块1的输出端A→直流母线电压的负极Vdc-。

B相单元和C相单元的下桥臂的结构均与A相单元的下桥臂的结构相同，电流路径也类同，此处不再赘述。

如图2所示，本实施例中，每个子模块的结构均相同，包括第一半桥结构1、第二半桥结构2，以及连接在二者之间的阻断单元3和引导单元4，所述第一半桥结构1和所述第二半桥结构2均包括抵消电容，所述引导单元4包括晶体管VT6及与其反向并联的二极管VD6，且晶体管VT6的集电极与第一半桥结构1连接、发射极与第二半桥结构2连接，所述拓扑结构还包括控制单元(图中未示出)，其用于判断系统是否出现直流故障，以及在判断系统出现直流故障时控制每个子模块的阻断单元3关闭，以使故障电流依次流经每个子模块的第二半桥结构2的抵消电容、引导单元4的二极管VD6和第一半桥结构1的抵消电容后流入故障点，从而抑制故障电流。

下面结合图2详细描述子模块的具体结构。

所述第一半桥结构1包括晶体管VT1及与其反向并联的二极管VD1、晶体管VT2及与其反向并联的二极管VD2、电容C11以及作为抵消电容的电容C12，晶体管VT1与晶体管VT2串联，电容C11与电容C12串联，且晶体管VT1与晶体管VT2这两个晶体管和电容C11与电容C12这两个电容并联，输出端A与晶体管VT1的发射极和晶体管VT2的集电极的连接点相连。

进一步地，晶体管VT1的集电极分别与二极管VD1的负极、电容C11的正极连接，晶体管VT1的发射极分别与二极管VD1的正极、晶体管VT2的集电极连接，晶体管VT2的集电极还与二极管VD2的负极连接，晶体管VT2的发射极分别与二极管VD2的正极、电容C12的负极连接，电容C11的负极与电容C12的正极连接。

所述第二半桥结构2包括晶体管VT3及与其反向并联的二极管VD3、晶体管VT4及与其反向并联的二极管VD4、电容C22、以及作为抵消电容的电容C21，晶体管VT3与晶体管VT4串联，电容C21与电容C22串联，且晶体管VT3与晶体管VT4这两个晶体管和电容C21与电容C22这两个电容并联，输出端B与晶体管VT3的发射极和晶体管VT4的集电极的连接点相连。

进一步地，晶体管VT3的集电极分别与二极管VD3的负极、电容C21的正极连接，晶体管VT3的发射极分别与二极管VD3的正极、晶体管VT4的集电极连接，晶体管VT4的集电极还与二极管VD4的负极连接，晶体管VT4的发射极分别与二极管VD4的正极、电容C22的负极连接，电容C21的负极与电容C22的正极连接。

所述阻断单元3包括晶体管VT5及与其反向并联的二极管VD5，且晶体管VT5的发射极与第一半桥结构1的晶体管VT2的发射极连接，晶体管VT5的集电极与第二半桥结构2的晶体管VT3的集电极连接。

所述引导单元4中的晶体管VT6的集电极与第一半桥结构1的电容C11和电容C12的连接点相连、发射极与第二半桥结构2的电容C21和电容C22的连接点相连。

所述控制单元具体用于在判断出现直流故障时控制每个子模块的晶体管VT1至VT6关断，以使故障电流依次流经每个子模块的第二半桥结构的电容C21、引导单元的二极管VD6、第一半桥结构的电容C12后，流入故障点(如图3所示)。

当然，每个桥臂上的n个子模块可以全部采用上述结构，也可以有部分子模块(其数量小于n)采用其他结构，例如，该部分子模块可以采用现有的半桥电路、全桥电路及箝位双子电路等。需要注意的是，采用上述结构的子模块的数量不能太少，其数量至少要满足能够阻断的直流故障电流的强度不低于待阻断的直流故障电流的强度。

本实施例中，每个子模块中采用的晶体管为全控型半导体器件，具体可以为IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)或IGCT(Integrated Gate Commutated Thyristors，集成门极换流晶闸管)。

需要说明的是，各个相单元的上桥臂的故障点位于直流母线电压的正极Vdc+，各个相单元的下桥臂的故障点位于直流母线电压的负极Vdc-。每个子模块中的晶体管的栅极均与控制单元连接，用于在接收到控制单元发出的栅极驱动信号(触发脉冲为1)时使该晶体管导通，而在未接收到控制单元发出的栅极驱动信号(触发脉冲为0)时使该晶体管关断。

本实施例所述子模块共包含6个晶体管及分别与其反向并联的二极管，连接方式较为复杂，自由度比较多，其主要工作模式详见图4所示的子模块工作模式表。在该工作模式表中，触发脉冲为0表示控制单元发出的栅极驱动信号使晶体管关断，触发脉冲为1表示控制单元发出的栅极驱动信号使晶体管导通；向上的箭头表示电容充电，向下的箭头表示电容放电；投入的电容一栏中，11、12、21和22分别表示电容C11、电容C12、电容C21和电容C22，而且若电容前面为“+”或没有标识表明电流从该电容的正极流向负极，若电容前面为“-”表明电流从该电容的负极流向正极；U_AB表示子模块的输出端A与输出端B之间的电压。

本实施例所述拓扑结构通过控制各子模块中的晶体管的导通和关断实现输出电平数的控制与直流故障阻断功能，其具体调制方法请参看实施例2。

实施例2：

如图5所示，本实施例提供一种实施例1所述的拓扑结构的调制方法，具体包括如下步骤S101和S102。

S101.使系统进入不控整流充电状态，直至不控整流充电结束。

S102.使系统进入可控升压阶段，在该阶段中，如果控制单元检测到系统发生直流故障，则控制每个子模块的晶体管VT1至VT6关断，以使故障电流依次流经每个子模块的第二半桥结构的电容C21、引导单元的二极管VD6、第一半桥结构的电容C12后，流入故障点。其中，晶体管VT5关断可以阻止直流故障电流的增加，并由二极管VD6提供电流通路。

当然，如果控制单元检测到系统处于正常工作状态，则可通过晶体管VT5/二极管VD5或者晶体管VT6/二极管VD6提供电流通路。

可见，在步骤S102中，电容C12和电容C21可以给故障电流回路提供反向电压，用以抵消交流电压到故障点之间的电压差，随着电压差的减小，故障电流自然得到有效抑制。

而且，每个子模块中，电容C12和电容C21的容值的选择会影响故障电流的抑制效果，当电容C12和电容C21的电容电压所占的比重越大，即电容C12的电容电压与电容C11、电容C12、电容C21和电容C22的电容电压之和的比值越大，以及电容C21的电容电压与电容C11、电容C12、电容C21和电容C22的电容电压之和的比值越大，那么对故障电流的抑制效果越好。在实际应用中往往选择各子模块内电容C12和电容C21的容值一致，因此二者可以分别提供一半的反向电压用于抑制直流故障电流。

此外，当系统处于不控整流充电状态时，对于每个子模块而言，控制单元向晶体管VT1至VT6的栅极发送的控制信号为全零状态信号，即触发脉冲均为0，此时由各二极管提供电流通路。如图6所示，当电流从输出端A流向输出端B时，其电流路径为：输出端A→二极管VD1→电容C11→电容C12→二极管VD5→电容C21→电容C22→二极管VD4→输出端B；而电流从输出端B流向输出端A时，其电流路径为：输出端B→二极管VD3→电容C21→二极管VD6→电容C12→二极管VD2→输出端B。由上述电流路径可以看出，电容C12和电容C21的充电次数是电容C11和电容C22的2倍，导致不控整流充电结束之后，电容C12和电容C21上的电压分别是电容C11和电容C22上的电压的近乎两倍，即U_C12≈U_C21≈2U_C11≈2U_C22，因此存在较大的电容电压不均一性，这会影响电容的选型以及系统的性能。

为了解决上述问题，本实施例所述控制单元在不控整流充电阶段结束后、可控升压阶段开始前，向各子模块的晶体管VT6发出栅极驱动信号(触发脉冲为1)，以使晶体管VT6导通。当晶体管VT6导通后，每个子模块的充电路径作出如下变化，如图7所示，当电流从输出端A流向输出端B时，其电流路径为：输出端A→二极管VD1→电容C11→晶体管VT6→电容C22→二极管VD4→输出端B；而电流从输出端B流向输出端A时，其电流路径为：输出端B→二极管VD3→电容C21→二极管VD6→电容C12→二极管VD2→输出端B。由上述电流路径可以看出，电容C11、电容C12、电容C21和电容C22的充电几率相同，经过若干充电周期达到稳定之后，电容C11、电容C12、电容C21和电容C22的电容电压基本一致，从而通过晶体管VT6的导通来解决充电过程中引发的电容电压不均压问题。

因此，作为本实施例的一种可选技术方案，在步骤S101与步骤S102之间还包括如下步骤A：

对于各相单元而言，控制单元控制该相单元中所有子模块的晶体管VT1至VT5持续关断、晶体管VT6持续导通，直至各子模块的电容C11、电容C12、电容C21和电容C22的电容电压基本一致且稳定。

本发明中，各电容电压基本一致指的是，各电容电压的绝对值之差小于预设的阈值。此处预设的“阈值”可由本领域技术人员根据实际情况进行设定。

可见，通过控制各子模块的晶体管VT6的导通，可以在充电过程中起到均衡各电容电压的作用。

但是，发明人发现，对于各个相单元而言，一次性导通该相单元中所有子模块的晶体管VT6会产生较大的电压差，从而导致出现冲击电流，严重影响各子模块中电子器件的寿命。

为了解决上述问题，本实施例所述控制单元可在不控整流充电结束之后、可控升压阶段开始之前，对于各个相单元而言，根据子模块对冲击电流的耐受能力，逐步向该相单元中各子模块的晶体管VT6发出栅极驱动信号(触发脉冲为1)，以使各子模块的晶体管VT6分组逐步导通，以限制冲击电流，避免产生较大的电压差，直至该相单元中所有子模块的晶体管VT6都导通。

因此，作为本实施例的另一种可选技术方案，在步骤S101与步骤S102之间还包括如下步骤B(与前述步骤A为并列步骤)：

对于各相单元而言，控制单元控制该相单元中所有子模块的晶体管VT1至VT5持续关断，以及逐次控制该相单元中的i*k个子模块的晶体管VT6导通，其中i依次取1,2,……,s，且s＝m/k，1≤k＜m，m为各相单元中子模块的总数，且i、k、s和m均为整数，直至该相单元中的所有子模块的晶体管VT6都导通；

维持各子模块的晶体管VT1至VT5的关断状态以及晶体管VT6的导通状态，直至各子模块的电容C11、电容C12、电容C21和电容C22的电容电压基本一致且稳定。

待所有子模块的晶体管VT6都导通，且各子模块内部的各电容电压基本一致且稳定之后，控制单元先控制所有子模块的晶体管VT6关断，再控制所有子模块的晶体管VT5导通，此时所有子模块内各电容电压已达到均匀一致。若不考虑子模块中各电容的容值差异(一般情况下，电容C11、电容C12、电容C21和电容C22的容值相同)，将不会产生由于充电路径不同而导致的子模块内各电容不均压的问题。至此，充电过程全部结束。然后，系统进入可控升压阶段。

本实施例中，步骤S102还可包括：

在可控升压阶段中，如果控制单元检测到系统处于正常工作状态，则通过控制每个子模块的晶体管VT1导通或晶体管VT2导通而使电容C11和电容C12被接入系统或从系统中切除；以及通过控制每个子模块的晶体管VT3导通或晶体管VT4导通而使电容C21和电容C22被接入系统或从系统中切除。

通过将电容C11和电容C12投入或切除系统，以及将电容C21和电容C22投入或切除系统，可以调整阀侧交流输出端Ag、Bg和Cg处的电压，以实现输出电平数的控制，从而控制各子模块的输出电压逐步上升(具体的控制策略可以采用现有的直流电压外环、电流内环的控制策略)，直至各子模块的输出电压稳定在额定值，再逐步提升各子模块的功率至额定功率。

进一步地，控制单元具体用于在判断系统处于正常工作状态时，通过控制每个子模块的晶体管VT1导通、晶体管VT2关断而使电容C11被接入系统以提供电容电压，通过控制每个子模块的晶体管VT1关断、晶体管VT2导通而使电容C11从系统中切除以不再提供电容电压；以及通过控制每个子模块的晶体管VT4导通、晶体管VT3关断而使电容C22被接入系统以提供电容电压，通过控制每个子模块的晶体管VT4关断、晶体管VT3导通而使电容C22从系统中切除以不再提供电容电压。

此外，步骤S102还可包括：

在可控升压阶段中，如果控制单元检测到系统处于正常工作状态，则控制单元还控制每个子模块的晶体管VT5持续导通、晶体管VT6持续关断。

发明人还发现，在各子模块的输出电压逐步上升的过程中，如果控制每个子模块的晶体管VT5持续导通、晶体管VT6持续关断，则电流总是从晶体管VT5或二极管VD5中流过，导致晶体管VT5和二极管VD5的损耗较大，在散热设计上存在一定的困难，同时成为制约模块功率密度的主要瓶颈。

为了解决上述问题，可以使晶体管VT6或二极管VD6与晶体管VT5或二极管VD5轮换提供电流通路，以均衡晶体管VT5和二极管VD5上的损耗，解决晶体管VT5和二极管VD5上损耗过大的问题。

例如，当模块指令要求子模块的输出电压为2Uc时，可采用图4所示的工作模式5(对应于图4中的序号5对应的工作模式)达到使子模块输出电压为2Uc的目的，其中，Uc指的是子模块中单个电容上的额定电压。图8为子模块处于工作模式5时电流从输出端A流向输出端B的电流路径示意图，如图8所示，其电流路径为：输出端A→晶体管VT2→二极管VD5→电容C21→电容C22→二级管VD4→输出端B，可以看出，电流流经二极管VD5，使得二极管VD5产生损耗。或者，还可以采用图4所示的工作模式11(对应于图4中的序号11对应的工作模式)达到使子模块输出电压为2Uc的目的。图9为子模块处于工作模式11时电流从输出端A流向输出端B的电流路径示意图，如图9所示，其电流路径为：输出端A→二极管VD1→电容C11→晶体管VT6→电容C22→二极管VD4→输出端B，可以看出，电流流经晶体管VT6，使得晶体管VT6产生损耗。

如果使上述工作模式5和工作模式11轮换使用，就可以将损耗均匀地分布在二极管VD5与晶体管VT6上。当然，其他工作模式还存在电流流经晶体管VT5，或者电流流经二极管VD6的情况，使这些工作模式轮换使用，就可以将损耗均匀地分布在晶体管VT5或二极管VD5与晶体管VT6或二极管VD6上。

此外，发明人还发现，当模块指令要求子模块的输出电压为4Uc时，电流不会流经晶体管VT6或二极管VD6。例如，子模块处于工作模式1时，电流从输出端A流向输出端B的电流路径为：输出端A→二极管VD1→电容C11→电容C12→二极管VD5→电容C21→电容C22→输出端B。因此晶体管VT6和二极管VD6无法分担晶体管VT5和二极管VD5的损耗。当模块指令要求子模块的输出电压为0时，电流虽然可以流经晶体管VT6或者二极管VD6。例如，子模块处于工作模式32时，电流从输出端B流向输出端A的电流路径为：输出端B→二极管VD3→电容C21→二极管VD6→电容C11→晶体管VT1→输出端A。上述工作模式通过电容C11和电容C21这两个电容反向串联以实现零输出电压，然而这两个反向串联的电容的电压差会导致无法得到精确的零输出电压，同时还会产生额外的损耗(即，电流流过电容所产生的损耗)。

可见，使晶体管VT6或二极管VD6分担晶体管VT5或二极管VD5的损耗最好集中在子模块输出电压为2Uc的工作模式下，并且在该工作模式下，使电流尽量流过晶体管VT6或二极管VD6，从而尽量分担晶体管VT5和二极管VD5的损耗，当然，从理论上来说，也可以使晶体管VT6或二极管VD6分担晶体管VT5或二极管VD5的损耗集中在子模块输出电压为-2Uc的工作模式下，同样能起到分担晶体管VT5和二极管VD5的损耗的作用，但是通常工程中极少采用此状态，因此不再具体描述；而在子模块输出其他电压(如0、4Uc)的工作模式下，使电流流过晶体管VT5或二极管VD5，而晶体管VT6不参与控制，保持关断状态。这样可以达到比较好的损耗分配。

因此，步骤S102还可包括：

在可控升压阶段中，如果控制单元检测到系统处于正常工作状态，

若模块指令要求子模块的输出电压为2Uc，则控制单元选择预设的特定工作模式，以控制该子模块的晶体管VT5或二极管VD5，以及晶体管VT6或二极管VD6轮换提供电流通路，其中，Uc为该子模块中各个电容上的额定电压；

若模块指令要求子模块的输出电压为其他值，则控制单元选择预设的特定工作模式，以控制该子模块的晶体管VT5持续导通、晶体管VT6持续关断，以使晶体管VT5或二极管VD5提供电流通路。

其中，“晶体管VT5或二极管VD5，以及晶体管VT6或二极管VD6轮换提供电流通路”指的是，尽量使晶体管VT6或二极管VD6提供电流通路，只有在晶体管VT6和二极管VD6无法提供电流通路时，才使晶体管VT5或二极管VD5提供电流通路，从而尽量分担晶体管VT5和二极管VD5的损耗。

发明人还发现，当模块指令要求子模块的输出电压为2Uc时，不同工作模式下的电容电压不同。具体地，采用工作模式5时，电流从输出端A流向输出端B，电容C21和电容C22的电压升高；而采用工作模式11时，电流从输出端A流向输出端B，电容C11和电容C22的电压升高。

为了解决上述问题，本实施例中采用对称抵消的方案。例如，采用工作模式10时，电流从输出端B流向输出端A，电容C21和电容C22的电压降低(如图4所示)，那么采用工作模式10时电容C21和电容C22电压降低的部分可以抵消采用工作模式5时电容C21和电容C22电压升高的部分。此外，采用工作模式44时，电流从输出端B流向输出端A，电容C11和电容C22的电压降低(如图4所示)，那么采用工作模式44时电容C11和电容C22电压降低的部分可以抵消采用工作模式11时电容C11和电容C22电压升高的部分。

因此，在步骤S102中，若模块指令要求子模块的输出电压为2Uc，则控制单元还通过控制该子模块的晶体管VT1至VT6的导通或关断，使该子模块在电流方向为输出端A至输出端B时其内升高或降低的电容电压被该子模块在电流方向为输出端B至输出端A时其内降低或升高的电容电压抵消。

换言之，控制单元通过控制该子模块的晶体管VT1至VT6的导通或关断，使该子模块在电流方向为输出端A至输出端B时对应的工作模式中升高或降低的电容电压被该子模块在电流方向为输出端B至输出端A时对应的工作模式中降低或升高的电容电压抵消。

实施例1与实施例2中的相关特征(如控制单元的调制作用)可以相互参考。

可以理解的是，以上实施方式仅仅是为了说明本发明的原理而采用的示例性实施方式，然而本发明并不局限于此。对于本领域内的普通技术人员而言，在不脱离本发明的精神和实质的情况下，可以做出各种变型和改进，这些变型和改进也视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种应用于柔性直流输电系统的MMC模块拓扑结构，包括三个相单元，每个相单元均包括上桥臂和下桥臂，每个相单元的上桥臂和下桥臂均包括串联的电抗器和多个子模块，其特征在于，每个子模块均包括第一半桥结构、第二半桥结构、以及连接在二者之间的阻断单元和引导单元，所述第一半桥结构和第二半桥结构均包括抵消电容，所述引导单元包括晶体管VT6及与其反向并联的二极管VD6，且晶体管VT6的集电极与第一半桥结构连接、发射极与第二半桥结构连接，所述拓扑结构还包括控制单元，其用于判断系统是否出现直流故障，以及在判断系统出现直流故障时控制每个子模块的阻断单元关闭，以使故障电流依次流经每个子模块的第二半桥结构的抵消电容、引导单元的二极管VD6和第一半桥结构的抵消电容后流入故障点，从而抑制故障电流。

2.根据权利要求1所述的拓扑结构，其特征在于，

所述第一半桥结构包括晶体管VT1及与其反向并联的二极管VD1、晶体管VT2及与其反向并联的二极管VD2、电容C11以及作为抵消电容的电容C12，晶体管VT1与晶体管VT2串联，电容C11与电容C12串联，且晶体管VT1与晶体管VT2这两个晶体管和电容C11与电容C12这两个电容并联，输出端A与晶体管VT1的发射极和晶体管VT2的集电极的连接点相连；

所述第二半桥结构包括晶体管VT3及与其反向并联的二极管VD3、晶体管VT4及与其反向并联的二极管VD4、电容C22、以及作为抵消电容的电容C21，晶体管VT3与晶体管VT4串联，电容C21与电容C22串联，且晶体管VT3与晶体管VT4这两个晶体管和电容C21与电容C22这两个电容并联，输出端B与晶体管VT3的发射极和晶体管VT4的集电极的连接点相连；

所述阻断单元包括晶体管VT5及与其反向并联的二极管VD5，且晶体管VT5的发射极与第一半桥结构的晶体管VT2的发射极连接，晶体管VT5的集电极与第二半桥结构的晶体管VT3的集电极连接；

所述引导单元中的晶体管VT6的集电极与第一半桥结构的电容C11和电容C12的连接点相连、发射极与第二半桥结构的电容C21和电容C22的连接点相连；

所述控制单元具体用于在判断出现直流故障时控制每个子模块的晶体管VT1至VT6关断，以使故障电流依次流经每个子模块的第二半桥结构的电容C21、引导单元的二极管VD6、第一半桥结构的电容C12后，流入故障点。

3.根据权利要求1或2所述的拓扑结构，其特征在于，每个子模块中采用的晶体管为全控型半导体器件。

4.一种如权利要求2所述的拓扑结构的调制方法，其特征在于，包括如下步骤：

使系统进入不控整流充电状态，直至不控整流充电结束；

使系统进入可控升压阶段，在该阶段中，如果控制单元检测到系统发生直流故障，则控制每个子模块的晶体管VT1至VT6关断，以使故障电流依次流经每个子模块的第二半桥结构的电容C21、引导单元的二极管VD6、第一半桥结构的电容C12后，流入故障点。

5.根据权利要求4所述的调制方法，其特征在于，在不控整流充电结束之后，以及可控升压阶段之前，还包括如下步骤：

对于各相单元而言，控制单元控制该相单元中所有子模块的晶体管VT1至VT5持续关断、晶体管VT6持续导通，直至各子模块的电容C11、电容C12、电容C21和电容C22的电容电压基本一致且稳定。

6.根据权利要求4所述的调制方法，其特征在于，在不控整流充电结束之后，以及可控升压阶段之前，还包括如下步骤：

对于各相单元而言，控制单元控制该相单元中所有子模块的晶体管VT1至VT5持续关断，以及逐次控制该相单元中的i*k个子模块的晶体管VT6导通，其中i依次取1,2,……,s，且s＝m或k，1≤k＜m，m为各相单元中子模块的总数，且i、k、s和m均为整数，直至该相单元中的所有子模块的晶体管VT6都导通；

维持各子模块的晶体管VT1至VT5的关断状态，以及晶体管VT6的导通状态，直至各子模块的电容C11、电容C12、电容C21和电容C22的电容电压基本一致且稳定。

7.根据权利要求4-6中任一项所述的调制方法，其特征在于，在可控升压阶段中，所述调制方法还包括如下步骤：

如果控制单元检测到系统处于正常工作状态，则通过控制每个子模块的晶体管VT1导通或晶体管VT2导通而使电容C11和电容C12被接入系统或从系统中切除；以及通过控制每个子模块的晶体管VT3导通或晶体管VT4导通而使电容C21和电容C22被接入系统或从系统中切除，从而控制各子模块的输出电压逐步上升，直至各子模块的输出电压稳定在额定值，再逐步提升各子模块的功率至额定功率。

8.根据权利要求7所述的调制方法，其特征在于，在可控升压阶段中，所述调制方法还包括如下步骤：

如果控制单元检测到系统处于正常工作状态，则控制单元还控制每个子模块的晶体管VT5持续导通、晶体管VT6持续关断。

9.根据权利要求7所述的调制方法，其特征在于，在可控升压阶段中，所述调制方法还包括如下步骤：

如果控制单元检测到系统处于正常工作状态，

若模块指令要求子模块的输出电压为2Uc，则控制单元还控制该子模块的晶体管VT5或二极管VD5，以及晶体管VT6或二极管VD6轮换提供电流通路，其中，Uc为该子模块中各个电容上的额定电压；

若模块指令要求子模块的输出电压为其他值，则控制单元还控制该子模块的晶体管VT5持续导通、晶体管VT6持续关断，以使晶体管VT5或二极管VD5提供电流通路。

10.根据权利要求9所述的调制方法，其特征在于，在可控升压阶段中，所述调制方法还包括如下步骤：

若模块指令要求子模块的输出电压为2Uc，则控制单元还通过控制该子模块的晶体管VT1至VT6的导通或关断，使该子模块在电流方向为输出端A至输出端B时其内升高或降低的电容电压被该子模块在电流方向为输出端B至输出端A时其内降低或升高的电容电压抵消。