CN107863939A - 低功耗反馈型功率放大电路 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种低功耗反馈型功率放大电路，包括输入匹配网络、功率单元、偏置网络、反馈网络、限流旁路单元、输出匹配网络以及射频扼流圈，其中，输入匹配网络电连接至功率单元的基极，功率单元的集电极分别电连接至输出匹配网络和射频扼流圈；功率单元的集电极还电连接至反馈网络的第一输入端；反馈网络的输出端分别电连接至功率单元的基极和限流旁路单元；偏置网络电连接至反馈网络的第二输入端。本实施例通过设置反馈网络和限流旁路单元，限制了功率单元的电流，降低直流功耗，并对功率单元进行温度补偿和偏置抑制，提高了电路线性度。
Description
技术领域
本发明属于微电子技术领域，具体涉及一种低功耗反馈型功率放大电路。
背景技术
射频功率放大器是任何无线通信系统的重要组成部件。它为发射信号提供足够的功率放大能力，然后将放大后的功率传输到负载，它常常作为射频发射机的前端关键模块。射频功率放大器的设计主要关注三个方面：(1)功率效率；(2)线性度；(3)带宽。
(1)功率效率。功率放大器消耗了无线通信系统的大部分功率，因此有必要提高直流功率到交流功率的转换效率，通常用功率附加效率PAE(Power-added efficiency)来表征。增加功率放大器的功率附加效率的传统方法是降低静态偏置点，即通过减少导通角来实现，常见分类为AB类、B类、C类三种。另外改善线性度的技术有F类和J类等功率放大器，它们分别利用三次和二次谐波，在保证线性度的情况下来改善效率，因此比较适合发射可变包络的调制信号。其他技术如D类、E类等功率放大器是将功率单元当作开关使用，在输入和输出之间不存在线性关系，因此这些技术比较适合发射没有线性度要求的常包络调制信号。
(2)线性度。射频功率放大器的非线性工作将导致信号在输出端出现不希望的失真项，这些失真项可能落在发射信号所在通道内，从而损坏通道内的期望信号。射频功率放大器线性度的要求主要来自使通道间的频谱干扰达到最小。对于现代通信中数字调制方案而言，调制信号的幅值和相位都是可变的，因此线性功率放大器的需求也相继变高，因为功率放大器的非线性不仅造成频谱扩展，同时还会造成发射信号的幅值和相位失真。功率放大器非线性具有不同的来源，通常将非线性特性分类为弱非线性和强非线性两种，弱非线性发生在线性可变输出功率范围内，而强非线性发生在饱和输出功率处。目前有利用跨导提升的方法来补偿HBT(heterojunction bipolar transistor)晶体管的集电极电流和基极-发射极电压呈现的指数非线性特性；也有采取在输出端消去信号奇次谐波分量的方法改善线性度。此外，对于HBT晶体管制备的功率放大器还会存在对温度敏感的电流放大系数β以及偏置抑制效应的影响，需要利用温度补偿和偏置抑制减小的措施来改善射频功率放大器的线性度。
(3)带宽。为了兼容目前存在的多个通信标准，实现一个覆盖多频率的功率放大器是也是当今无线通信的发展趋势之一。而其中增加带宽的方法主要在于合理设计出宽带匹配网络。宽带匹配网络可以采取“串联电感-并联电容”的梯形阻抗变换网络表查询所得；另一种宽带匹配方法是采用不同结构(L型、T型或者π型)的单块匹配网络组合而得；还有一种方法是结合负载拉移(Load-Pull)数据，利用史密斯(Smith)圆图进行宽带匹配。最近也有用片上变压器进行宽带匹配，其效果相比其他的宽带匹配方法表现出更好的性能结果。
此外，GaAs HBT异质结双极晶体管用于设计射频功率放大器RFPA(radiofrequency power amplifier)具有诸多优势，首先GaAs HBT具有高的功率密度，因此允许制备更小尺寸的电路，从而节省了面积；其次GaAs HBT具有较高的效率，同时在相对较高的功率水平下还具有良好的谐波性能，从而可实现高效率低谐波失真的功率放大器，此外GaAs HBT的高跨导和基极-发射极电压良好的匹配特性也十分有利于实现高线性度的射频功率放大器。
无线通信从第二代到第四代系统，包含的信息内容急剧增长，需要进行高数据率传输。为了充分利用宝贵的频谱资源，调制信号通常也具有更宽的带宽和更高的峰均比，因此，功率放大器需要工作在回退功率处以实现所要求的线性度。为了顺利开展和推动目前第五代宽带无线通信技术，迫切需要研究和探索新的射频功率放大器线性化方法，其次，为了延长电池寿命并节省面积，还需要保证射频功率放大器的高效率以及低功耗的工作状态。
中国科学院上海微系统与信息技术研究所在其申请的专利文献“一种高效线性化射频功率放大装置及方法”(申请号CN201210361594.X，公开号CN102843108A，公开日2012.12.26)中公开了一种高效线性化射频功率放大器。该射频功率放大器结合自适应极限环路，对射频功率放大器进行非线性反馈控制，其输出相位变化跟随射频输入信号调制的脉冲信号；结合数字开关电源，控制脉冲信号跟踪射频输入信号的瞬态功率自适应变化；结合射频带通滤波器，解调脉冲信号，并输出放大的射频输入信号。虽然该发明利用反馈控制技术实现了在保持高效低功耗的同时还具有大动态范围的线性放大能力，但是，该射频功率放大装置仍存在的不足之处是，1)由于反馈控制单元采用的是片外模块，这种功率放大器线性化装置只能应用在如基站等大型设备下，无法应用于通信便携移动设备中；2)由于该功率放大装置采用了很多控制单元，而这些控制装置本身也需要消耗功率，因此，该功率放大装置的功率输出会大打折扣。
胡飞扬在其发表的学位论文“2.4GHz WiFi系统中高线性功率放大器设计研究”(2015年6月)中提出了一种工作在2.4GHz的三级级联GaAs HBT射频功率放大电路。该射频功率放大电路在2.4GHz频率下的线性输出功率为28.3dBm，三阶互调失真IMD3小于-35dBc，实现了比较好的线性度，这得益于对谐波电路、输入、输出以及级间匹配电路进行优化所得到的效果。但是，该采样保持电路仍然存在的不足之处是，1)该电路的线性功率效率只有14％，这对于高效率要求和延长设备电源寿命都十分不利，需要改善；2)该电路的功耗为1.7W，导致整个射频功率放大电路发热严重，不利用用于便携产品中。
因此，设计一种功率效率高，且能够应用于小型便携产品中的功率放大电路，是本领域技术人员的热点研究问题。
发明内容
为了克服上述现有技术中存在的问题，本发明提出了一种基于GaAs HBT的低功耗反馈型功率放大电路，具体的实施方式如下。
本发明实施例提供一种低功耗反馈型功率放大电路，包括输入匹配网络IMN、功率单元Q、偏置网络BN、反馈网络FN、限流旁路单元LB、输出匹配网络OMN以及射频扼流圈RFC，其中，
所述输入匹配网络IMN电连接至所述功率单元Q的基极，所述功率单元Q的集电极分别电连接至所述输出匹配网络OMN和所述射频扼流圈RFC；
所述功率单元Q的集电极还电连接至所述反馈网络FN的第一输入端；所述反馈网络FN的输出端分别电连接至所述功率单元Q的基极和所述限流旁路单元LB；
所述偏置网络BN电连接至所述反馈网络FN的第二输入端。
在本发明的一个实施例中，所述输入匹配网络IMN包括第一电容C1、第二电容C2和第一微带线TL1，其中，所述第一电容C1和所述第一微带线TL1依次串接于所述放大电路的输入端RFin和所述功率单元Q的基极之间，所述第二电容C2连接于所述第一电容C1和所述第一微带线TL1的连接节点与接地端GND之间。
在本发明的一个实施例中，所述功率单元Q包括互相并联的第一晶体管Q1、第二晶体管Q2和第三晶体管Q3，所述第一晶体管Q1、所述第二晶体管Q2和所述第三晶体管Q3的基极相连形成的节点构成所述功率单元Q的基极；所述第一晶体管Q1、所述第二晶体管Q2和所述第三晶体管Q3的集电极相连形成的节点构成所述功率单元Q的集电极；所述第一晶体管Q1、所述第二晶体管Q2和所述第三晶体管Q3的发射极均与接地端GND。
在本发明的一个实施例中，所述反馈网络FN包括相互串联的第一电阻RF1和第二电阻RF2；其中，所述第一电阻RF1的第一端为所述反馈网络FN的第一输入端，电连接至所述功率单元Q的集电极，所述第二电阻RF2的第二端为输出端，分别电连接至所述功率单元Q的基极和所述限流旁路单元LB；
所述偏置网络BN电连接至所述第一电阻RF1和所述第二电阻RF2的连接节点构成的所述反馈网络FN的第二输入端。
在本发明的一个实施例中，所述偏置网络BN包括第一晶体管QB1、第二晶体管QB2、第三晶体管QB3、调节电阻Rreg和旁路电容CBP，其中，所述调节电阻Rreg、所述第二晶体管QB2和所述第一晶体管QB1依次串接于电源端VDD与接地端GND之间，所述第一晶体管QB1的基极与集电极连接，所述第二晶体管QB2的基极与集电极连接，所述第二晶体管QB2的集电极还分别电连接至所述旁路电容CBP和所述第三晶体管QB3的基极；
所述第三晶体管QB3的集电极电连接至所述电源端VDD与所述调节电阻Rreg的连接节点处，所述第三晶体管QB3的发射极电连接至所述反馈网络FN的第二输入端。
在本发明的一个实施例中，所述限流旁路单元LB包括相互串联的二极管D1和限流电阻RB，所述二极管D1的正极电连接至所述反馈网络FN的输出端，所述二极管D1的负极电连接至所述限流电阻RB的第一端，所述限流电阻RB的第二端与接地端GND相连。
在本发明的一个实施例中，所述输出匹配网络OMN包括第三电容C3、第四电容C4和第二微带线TL2，其中，所述第二微带线TL2和所述第四电容C4依次串接于所述功率单元Q的集电极与所述放大电路的输出端RFout之间，所述第三电容C3连接于所述第二微带线TL2和所述第四电容C4的连接节点和接地端GND之间。
在本发明的一个实施例中，所述射频扼流圈RFC由第三微带线TL3组成，所述第三微带线TL3串接于电源端VDD与所述功率单元Q的集电极之间。
本发明的有益效果为：
1、本发明实施例通过在功率单元Q的集电极和基极之间增加反馈网络FN，使得本发明提出的基于GaAs HBT低功耗反馈型功率放大电路具有比较平坦的增益以及较好的线性度性能。
2、本发明实施例通过给功率单元Q并联一个由二极管和限流电阻构成的限流旁路单元LB，将反馈给基极的大电流进行分流，大大降低了本放大电路的功耗；
3、本发明实施例采用了三个并联的晶体管作为功率单元，提高了功率放大电路的最大输出功率，使得本发明提出的基于GaAs HBT低功耗反馈型功率放大电路具有比较合理的功率输出。
4、本发明实施例中，通过设置偏置电路BN，对功率单元Q进行温度补偿和偏置抑制，缓解了电路由于温度和偏置抑制效应而引起的非线性特性，使得本发明提出的基于GaAs HBT低功耗反馈型功率放大电路具有高线性度的优点。
5、本发明采用GaAs HBT器件，具有较高的功率密度，克服了现有技术中Si-CMOS器件频率特性差的问题，同时该器件的高跨导以及基极-发射极之间良好的匹配特性有利于实现高线性度的电路性能；GaAs HBT的这些特性都使得本发明提出的基于GaAs HBT低功耗反馈型功率放大电路具有高线性度、高效率的优点。
附图说明
图1为本发明实施例提供的放大电路的系统结构图；
图2为本发明实施例提供的放大电路的电路原理图；
图3为本发明实施例提供的功率单元Q的电路原理图；
图4(a)是本发明的低功耗反馈型功率放大电路的电路功率输入/输出特性图；
图4(b)为本发明的低功耗反馈型功率放大电路的大信号增益/输出功率特性图；
图4(c)是本发明的低功耗反馈型功率放大电路的效率/输出功率特性图；
图4(d)是本发明的低功耗反馈型功率放大电路以及未加电阻反馈的三阶互调失真/输出功率特性图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
实施例一
如图1所示，图1为本发明实施例提供的放大电路的系统结构图；本发明实施例提供了一种低功耗反馈型功率放大电路，包括输入匹配网络IMN、功率单元Q、偏置网络BN、反馈网络FN、限流旁路单元LB、输出匹配网络OMN以及射频扼流圈RFC，其中，
所述输入匹配网络IMN电连接至所述功率单元Q的基极，所述功率单元Q的集电极分别电连接至所述输出匹配网络OMN和所述射频扼流圈RFC；
所述功率单元Q的集电极还电连接至所述反馈网络FN的第一输入端；所述反馈网络FN的输出端分别电连接至所述功率单元Q的基极和所述限流旁路单元LB；
所述偏置网络BN电连接至所述反馈网络FN的第二输入端。
具体的，本发明实施例提出的低功耗反馈型功率放大电路是基于异质结双极晶体管GaAs HBT而提出的，GaAs HBT器件具有较高的功率密度，该器件的高跨导以及基极-发射极之间良好的匹配特性有利于实现高线性度的电路性能。
本发明实施例中，输入匹配网络IMN为T型网络，具有阻抗变换的功能，用于调节输入信号与本放大电路的阻抗匹配，从而减少了输入信号的反射，将信号源功率最大化地传输给功率单元Q。功率单元Q对输入信号进行放大处理后，发送给输出匹配网络OMN，输出匹配网络OMN也为T型网络，其输出端连接外部负载，通过输出匹配网络OMN为功率放大电路提供良好的匹配从而降低输出端的信号反射，使功率最大化传输到外部负载。
进一步的，功率单元Q的集电极和基极之间串接有反馈网络FN，反馈网络FN的第二输入端连接偏置电路BN，其中，功率单元Q的VBE具有负温度系数，而偏置电路BN的二极管中具有正温度系数，偏置电路BN的输出端输出直流电，并输出到反馈网络FN，该直流电与反馈网络FN反馈回来的交流电叠加后，通过输出端连接到功率单元Q，这样一方面偏置电路BN为功率单元Q提供了能使其正常工作的合适的偏置，而且实现了对功率单元Q的温度补偿和抑制功率单元Q的偏置电压降低，解决了功率单元Q的基极电压随着周围温度的升高而降低的问题，因此避免了电路的非线性失真；另一方面反馈网络FN监测到功率单元Q的集电极上的信号，反馈给基极，实现稳定功率单元Q偏置点的目的，使得本发明的功率放大电路具有比较平坦的增益以及较好的线性度性能。
由于反馈网络FN的输出端连接到功率单元Q的基极，导致功率单元Q基极的直流电流非常大，这将导致功率单元Q集电极的直流电流非常大，从而导致功耗非常大，为了解决该技术问题，本发明实施例中，通过给功率单元Q并联了一个限流旁路单元LB，将反馈给功率单元Q基极的大电流进行分流，大大降低了本放大电路的功耗；
据此，本发明实施例通过给功率单元Q的基极和集电极串接反馈网络FN，并且在功率单元Q并联限流旁路单元LB，在低功耗情况下实现了放大功率的目的，本发明实施例提供的功率放大电路具有高线性度、高效率的优点。
实施例二
如图2-图3所示，图2为本发明实施例提供的放大电路的电路原理图；图3为本发明实施例提供的功率单元Q的电路原理图；在上述实施例的基础上，本发明实施例重点对本放大电路的各个部分的结构和原理进行详细说明：
所述输入匹配网络IMN包括第一电容C1、第二电容C2和第一微带线TL1，其中，所述第一电容C1和所述第一微带线TL1依次串接于所述放大电路的输入端RFin和所述功率单元Q的基极之间，所述第二电容C2连接于所述第一电容C1和所述第一微带线TL1的连接节点与接地端GND之间。
本发明实施例中，若输入源直接连接至功率单元Q，那么输入源的阻抗与功率单元Q的阻抗不匹配，那么输入源的反射会很大，输入源的功率不能最大化地传递给功率单元Q，因此，本发明实施例提供的放大电路中，输入源与功率单元Q之间设置有输入匹配网络IMN，其第一电容C1和第二电容C2为直流阻塞电容，二者结合第一微带线TL1构成无源网络，对本放大电路进行调节，以实现与信号源的阻抗匹配，减弱信号源反射，将信号源功率最大化地传输给功率单元Q。
需要说明的是，本发明实施例中，输出匹配网络OMN具有与输入匹配网络IMN相类似的结构，输出匹配网络OMN中，第二微带线TL2和所述第四电容C4依次串接于所述功率单元Q的集电极与所述放大电路的输出端RFout之间，所述第三电容C3连接于所述第二微带线TL2和所述第四电容C4的连接节点和接地端GND之间。输出端连接外部负载，通过输出匹配网络OMN调节功率单元Q与外部负载的阻抗匹配，以减少输出信号反射，以最大化地将输出信号的功率传输给外部负载。
进一步的，所述功率单元Q包括互相并联的第一晶体管Q1、第二晶体管Q2和第三晶体管Q3，所述第一晶体管Q1、所述第二晶体管Q2和所述第三晶体管Q3的基极相连形成的节点构成所述功率单元Q的基极；所述第一晶体管Q1、所述第二晶体管Q2和所述第三晶体管Q3的集电极相连形成的节点构成所述功率单元Q的集电极；所述第一晶体管Q1、所述第二晶体管Q2和所述第三晶体管Q3的发射极均与接地端GND。
结合附图3可知，每一个晶体管的输出电流是有限的，一方面通过将第一晶体管Q1、第二晶体管Q2和第三晶体管Q3并联，输出电流为三个晶体管电流之和，因此，总输出电流增加，另一方面，功率单元Q的基极输入直流电流和交流电流，直流电流提高了最大交流电流摆幅，也即增大了交流电流。而交流电流和电压的乘积即为功率，在总电压不变，而总电流变大，使得信号源的功率得到了放大。
所述反馈网络FN包括相互串联的第一电阻RF1和第二电阻RF2；其中，所述第一电阻RF1的第一端为所述反馈网络FN的第一输入端，电连接至所述功率单元Q的集电极，所述第二电阻RF2的第二端为输出端，分别电连接至所述功率单元Q的基极和所述限流旁路单元LB；
所述偏置网络BN电连接至所述第一电阻RF1和所述第二电阻RF2的连接节点构成的所述反馈网络FN的第二输入端。
结合附图2可知，第一电阻RF1的第一端连接至功率单元Q的集电极，第一电阻RF1的第二端连接第二电阻RF2的第一端，第二电阻RF2的第二端即为反馈网络FN的输出端，连接功率单元Q的基极，当反馈网络FN监测到功率单元Q集电极上的信号时，则反馈给基极，通过反馈信号来抑制功率单元Q的偏置点变化，即稳定功率单元Q的偏置点，提高放大电路的线性度。
进一步的，所述偏置网络BN包括第一晶体管QB1、第二晶体管QB2、第三晶体管QB3、调节电阻Rreg和旁路电容CBP，其中，所述调节电阻Rreg、所述第二晶体管QB2和所述第一晶体管QB1依次串接于电源端VDD与接地端GND之间，所述第一晶体管QB1的基极与集电极连接，所述第二晶体管QB2的基极与集电极连接，所述第二晶体管QB2的集电极还分别电连接至所述旁路电容CBP和所述第三晶体管QB3的基极；
所述第三晶体管QB3的集电极电连接至所述电源端VDD与所述调节电阻Rreg的连接节点处，所述第三晶体管QB3的发射极电连接至所述反馈网络FN的第二输入端。
具体的，第一晶体管QB1和第二晶体管QB2串联，且具有正向温度系数，第二晶体管QB2的集电极分别电连接至第三晶体管QB3的基极和旁路电容CBP，旁路电容CBP对第二晶体管QB2的输出电流和电压进行调节，以减小偏置电流/电压的变化，然后通过第三晶体管QB3的发射极将直流电压和电流通过反馈网络FN传输到功率单元Q，以向功率单元Q提供合适的偏置，并且提供温度补偿。
进一步的，所述限流旁路单元LB包括相互串联的二极管D1和限流电阻RB，所述二极管D1的正极电连接至所述反馈网络FN的输出端，所述二极管D1的负极电连接至所述限流电阻RB的第一端，所述限流电阻RB的第二端与接地端GND相连。
本发明实施例中，限流旁路单元LB一端连接反馈网络FN，另一端接地，在二极管D1的作用下，限流旁路单元LB的电阻值不至于过大，限流旁路单元LB将反馈网络FN的电流分流，减小输入到功率单元Q基极的直流电，从而降低功率单元Q集电极的直流电，达到降低功耗的目的。
需要说明的是，本发明实施例中，功率单元Q的集电极还连接至射频扼流圈RFC，用于实现对功率单元Q集电极的偏置，具体的电源通过第三微带线TL3将直流电输出给功率单元Q的集电极。
实施例三
为了进一步说明本发明实施例提供的功率放大电路的特性，下面结合仿真实验对本发明的性能做进一步地说明。
1.仿真条件：
本发明采用厦门三安(SANAN)公司2-μm GaAs HBT器件工艺库，在ADS软件中对本发明的射频功率放大电路特性进行仿真。
2.仿真内容：
本发明的射频功率放大电路，其特性包括1dB压缩点输出功率、增益平坦度、三阶互调失真IMD3、功率附加效率PAE以及饱和输出功率Pout(max)。
3.仿真结果分析：
本仿真的直流电源供电为3V，工作电流为74mA，直流功耗为222mW，可见本发明射频功率放大电路具有相对较低的直流功耗。
下面结合图4(a)-图4(d)，对本发明的仿真结果做进一步的说明。
图4(a)是本发明的低功耗反馈型功率放大电路的电路功率输入/输出特性图；图4(a)中的横坐标表示本发明射频放大电路的输入功率，图4(a)中的纵坐标表示本发明射频功率放大电路的输出功率。从图4(a)中的射频功率放大电路功率输入/输出特性图可以看出，该电路在1dB压缩点的输出功率为25.7dBm，可见本发明射频功率放大电路具有相对较高的线性输出功率。
图4(b)为本发明的低功耗反馈型功率放大电路的大信号增益/输出功率特性图；图4(b)中的横坐标表示本发明射频放大电路的输出功率，图4(b)中的纵坐标表示本发明射频功率放大电路的大信号增益。从图4(b)中的射频功率放大电路的大信号增益/输出功率特性图对应的大信号增益值可以看出，本发明的射频功率放大电路具有18.7dB的大信号增益，线性输出功率范围内，大信号增益平坦度小于0.1dB。这说明本发明的射频功率放大电路在整个线性功率输出范围内具有比较好的增益平坦度。
图4(c)是本发明的低功耗反馈型功率放大电路的效率/输出功率特性图；图4(c)中的横坐标表示本发明射频放大电路的输出功率，图4(c)中的纵坐标表示本发明射频功率放大电路的功率附加效率PAE。从图4(c)的射频功率放大电路的效率/输出功率特性图可以看出，饱和输出功率为29.8dBm，在饱和输出功率处的功率附加效率为64.1％，可见本发明的射频功率放大电路实现了比较高的效率和饱和输出功率。
图4(d)是本发明的低功耗反馈型功率放大电路以及未加电阻反馈的三阶互调失真/输出功率特性图；图4(d)中的横坐标表示本发明射频放大电路的输出功率，图4(d)中的纵坐标表示本发明射频功率放大电路相对于双音信号的三阶互调失真IMD3。从图4(d)的射频功率放大电路以及未加电阻反馈的三阶互调失真/输出功率特性图可以看出，加了电阻反馈的IMD3比未加电阻反馈的IMD3要低20dBc左右，可见本发明的射频功率放大电路实现了比较低的三阶互调失真IMD3，具有比较高的线性度。
综上所述，本文中应用了具体个例对本发明实施例提供的低功耗反馈型功率放大电路的实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方案及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制，本发明的保护范围应以所附的权利要求为准。
Claims (8)
1.一种低功耗反馈型功率放大电路，其特征在于，包括输入匹配网络(IMN)、功率单元(Q)、偏置网络(BN)、反馈网络(FN)、限流旁路单元(LB)、输出匹配网络(OMN)以及射频扼流圈(RFC)，其中，
所述输入匹配网络(IMN)电连接至所述功率单元(Q)的基极，所述功率单元(Q)的集电极分别电连接至所述输出匹配网络(OMN)和所述射频扼流圈(RFC)；
所述功率单元(Q)的集电极还电连接至所述反馈网络(FN)的第一输入端；所述反馈网络(FN)的输出端分别电连接至所述功率单元(Q)的基极和所述限流旁路单元(LB)；
所述偏置网络(BN)电连接至所述反馈网络(FN)的第二输入端。
2.根据权利要求1所述的低功耗反馈型功率放大电路，其特征在于，所述输入匹配网络(IMN)包括第一电容(C1)、第二电容(C2)和第一微带线(TL1)，其中，所述第一电容(C1)和所述第一微带线(TL1)依次串接于所述放大电路的输入端(RFin)和所述功率单元(Q)的基极之间，所述第二电容(C2)连接于所述第一电容(C1)和所述第一微带线(TL1)的连接节点与接地端(GND)之间。
3.根据权利要求2所述的低功耗反馈型功率放大电路，其特征在于，所述功率单元(Q)包括互相并联的第一晶体管(Q1)、第二晶体管(Q2)和第三晶体管(Q3)，所述第一晶体管(Q1)、所述第二晶体管(Q2)和所述第三晶体管(Q3)的基极相连形成的节点构成所述功率单元(Q)的基极；所述第一晶体管(Q1)、所述第二晶体管(Q2)和所述第三晶体管(Q3)的集电极相连形成的节点构成所述功率单元(Q)的集电极；所述第一晶体管(Q1)、所述第二晶体管(Q2)和所述第三晶体管(Q3)的发射极均与接地端(GND)连接。
4.根据权利要求3所述的低功耗反馈型功率放大电路，其特征在于，所述反馈网络(FN)包括相互串联的第一电阻(RF1)和第二电阻(RF2)；其中，所述第一电阻(RF1)的第一端为所述反馈网络(FN)的第一输入端，电连接至所述功率单元(Q)的集电极，所述第二电阻(RF2)的第二端为输出端，分别电连接至所述功率单元(Q)的基极和所述限流旁路单元(LB)；
所述偏置网络(BN)电连接至所述第一电阻(RF1)和所述第二电阻(RF2)的连接节点构成的所述反馈网络(FN)的第二输入端。
5.根据权利要求4所述的低功耗反馈型功率放大电路，其特征在于，所述偏置网络(BN)包括第一晶体管(QB1)、第二晶体管(QB2)、第三晶体管(QB3)、调节电阻(Rreg)和旁路电容(CBP)，其中，所述调节电阻(Rreg)、所述第二晶体管(QB2)和所述第一晶体管(QB1)依次串接于电源端(VDD)与接地端(GND)之间，所述第一晶体管(QB1)的基极与集电极连接，所述第二晶体管(QB2)的基极与集电极连接，所述第二晶体管(QB2)的集电极还分别电连接至所述旁路电容(CBP)和所述第三晶体管(QB3)的基极；
所述第三晶体管(QB3)的集电极电连接至所述电源端(VDD)与所述调节电阻(Rreg)的连接节点处，所述第三晶体管(QB3)的发射极电连接至所述反馈网络(FN)的第二输入端。
6.根据权利要求5所述的低功耗反馈型功率放大电路，其特征在于，所述限流旁路单元(LB)包括相互串联的二极管(D1)和限流电阻(RB)，所述二极管(D1)的正极电连接至所述反馈网络(FN)的输出端，所述二极管(D1)的负极电连接至所述限流电阻(RB)的第一端，所述限流电阻(RB)的第二端与接地端(GND)相连。
7.根据权利要求6所述的低功耗反馈型功率放大电路，其特征在于，所述输出匹配网络(OMN)包括第三电容(C3)、第四电容(C4)和第二微带线(TL2)，其中，所述第二微带线(TL2)和所述第四电容(C4)依次串接于所述功率单元(Q)的集电极与所述放大电路的输出端(RFout)之间，所述第三电容(C3)连接于所述第二微带线(TL2)和所述第四电容(C4)的连接节点和接地端(GND)之间。
8.根据权利要求7所述的低功耗反馈型功率放大电路，其特征在于，所述射频扼流圈(RFC)由第三微带线(TL3)组成，所述第三微带线(TL3)串接于电源端(VDD)与所述功率单元(Q)的集电极之间。
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