CN107852186A - 用于传输和接收受频谱掩模约束的无线信号的装置和方法 - Google Patents

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CN107852186A CN201680043402.7A CN201680043402A CN107852186A CN 107852186 A CN107852186 A CN 107852186A CN 201680043402 A CN201680043402 A CN 201680043402A CN 107852186 A CN107852186 A CN 107852186A
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Abstract

提供一种用于传输和接收无线信号的装置和方法。传输装置具有信号处理器和传输器。所述信号处理器用于产生具有中间信道和至少一个旁信道的信号。所述传输器用于以无线方式传输受具有肩部的频谱掩模约束的所述信号。根据本发明的实施例，所述信号处理器产生所述信号，使得每一旁信道定位在所述频谱掩模的所述肩部中的一个中。以此方式，所述肩部的带宽能够供一个或多个旁信道使用。还提供一种接收装置，其具有用于以无线方式接收所述信号的接收器和用于处理所述信号的信号处理器。

Description

用于传输和接收受频谱掩模约束的无线信号的装置和方法
技术领域
本申请涉及无线通信，且更确切地说，涉及传输和接收受频谱掩模约束的无线信号。
背景技术
提供无线接入的网络可包含网络节点之间的无线回程连接，例如使用微波信号。微波信号利用足够的功率进行传输以实现可接受的信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)。所需功率电平取决于信道条件。举例来说，在信道条件良好时，微波信号可利用相对较低的功率进行传输。相反地，在不良的信道条件下，微波信号可能需要利用相对较高的功率进行传输。
然而，利用过多的功率传输微波信号可能会在邻近信道之间产生干扰。同样，微波信号受频谱掩模约束，所述频谱掩模限定在整个频率范围内的最大所允许传输功率，所述传输功率随频率而变。频谱掩模一般希望通过限制传输功率来降低邻近信道之间的干扰。各标准化组织已对频谱掩模做出定义，所述标准化组织例如是国际电信联盟(International Telecommunication Union，ITU)、美国联邦通信委员会(FederalCommunications Commission，FCC)、电子通信委员会(Electronic CommunicationsCommittee，ECC)、欧洲邮政管理协会(European Conference of Postal andTelecommunications Administrations，CEPT)、欧洲电信标准协会(EuropeanTelecommunications Standards Institute，ETSI)以及其它标准化组织。
当微波信号利用相对较低的功率进行传输时，微波信号可利用较宽的带宽进行传输，同时仍然符合频谱掩模。需要提高这些较宽的带宽传输的频谱效率。
发明内容
本发明提供用于传输和接收受频谱掩模约束的无线信号的装置和方法，所述无线信号例如是微波或毫米波信号。
本发明的实施例提供的传输装置具有信号处理器和传输器。信号处理器用于产生具有中间信道和至少一个旁信道的信号。传输器用于以无线方式传输受具有肩部的频谱掩模约束的信号。根据本发明的实施例，信号处理器产生信号，使得每一旁信道定位在频谱掩模的肩部中的一个中。以此方式，肩部的带宽可供一个或多个旁信道使用。并且，中间信道可具有比旁信道更高的功率电平，由此实现中间信道的更高ACM和更高频谱效率。
本发明的实施例提供的接收装置具有接收器和信号处理器。接收器用于以无线方式接收受具有肩部的频谱掩模约束的信号。信号具有中间信道和至少一个旁信道。根据本发明的实施例，每一旁信道定位在频谱掩模的肩部中的一个中。以此方式，肩部的带宽可供一个或多个旁信道使用。并且，中间信道可具有比旁信道更高的功率电平，由此实现中间信道的更高ACM和更高频谱效率。信号处理器用于处理信号以分离中间信道的第一频谱和每一旁信道的第二频谱、处理第一频谱以恢复第一数据流，以及处理每一第二频谱以恢复第二数据流。
在检视本发明的各种实施例的以下描述后，本领域的普通技术人员将清楚本发明的其它方面和特征。
附图说明
现将参考附图通过举例来描述实施例，在附图中：
图1是描绘实例频谱掩模的示意图；
图2是描绘根据本发明的实施例的具有中间信道和旁信道并受图1的频谱掩模约束的信号的示意图；
图3是根据本发明的实施例的无线通信系统的框图；
图4A到4D是描绘其它实例频谱掩模的示意图；
图5是根据本发明的实施例的传输装置的实例信号处理器的框图；
图6是示出可由图5的信号处理器产生的实例符号流的信令图；
图7是根据本发明的实施例的接收装置的实例信号处理器的框图；
图8是可在图7的信号处理器中实施的实例信道间干扰(Inter-ChannelInterference，ICI)均衡器的框图；
图9是根据本发明的实施例的实例调制解调器的框图；
图10是根据本发明的实施例的传输装置的实例信号处理器的框图；
图11是根据本发明的实施例的接收装置的实例信号处理器的框图；
图12是根据本发明的实施例的用于传输无线信号的实例方法的流程图；
图13是根据本发明的实施例的用于接收无线信号的实例方法的流程图；
图14是示出根据本发明的实施例的三信道信号的实例功率谱密度的图；以及
图15和16是示出当中间信道的功率电平进行调整时可实现的实例数据速率的图。
具体实施方式
首先应理解，尽管下文提供本发明一项或多项实施例的说明性实施方案，但所公开的系统和/或方法可使用任何数目的技术来实施。本发明决不应限于下文所说明的说明性实施方案、附图和技术，包含本文所说明并描述的设计和实施方案，而是可在所附权利要求书的范围以及其等效物的完整范围内修改。
介绍
常规频谱掩模的肩部的最初作用是适应信道的某种程度的失真而不会影响相邻信道。为了说明这点，参考图1，图1是描绘用于在高功率电平下适应信道101的失真的具有肩部106、107的实例频谱掩模100的示意图。具体来说，如图1所示，由于非线性失真，信道101的部分102、103向外延伸。然而，因为频谱掩模100具有肩部106、107，所以信道101未延伸到频谱掩模100之外。肩部106、107限定被认为在给定系统内可接受或可容许的带外(相对于中间信道)干扰量的上限。
当信道101在较高功率电平下进行传输时，失真量总体上更大。如果如箭头104所示例如由于改进了不需要大功率的信道条件而使功率电平降低，那么所得功率谱密度105不具有向外延伸的显著失真，例如如所示的部分102、103。更一般来说，当信道101的功率电平降低时，部分102、103的量值也将减小。如果信道条件改进到其中中间信道可利用极低功率进行传输的程度，则可忽略带外干扰。
本发明的实施例利用频谱掩模的肩部来通过利用对应于肩部的频率范围中的可用带宽传输或接收一个或多个旁信道。为了说明这点，参考图2，图2是描绘具有中间信道201和旁信道202、203并受图1的频谱掩模100约束的信号的示意图。中间信道201和两个旁信道202、203都示出具有满足频谱掩模100的功率和频率特性。通过将每一旁信道202、203定位在频谱掩模100的肩部106、107中，可以利用肩部106、107的可用带宽。因此，中间信道201和两个旁信道202、203的组合能更好地利用频谱掩模100内可用的带宽。
在一些实施方案中，与完全不使用旁信道202、203相比，针对旁信道202、203使用肩部106、107可将吞吐量提高高达50％。具体来说，如果中间信道201具有带宽B，并且每一旁信道202、203具有带宽B/4，那么总带宽可为1.5B，其提高了50％。然而，吞吐量的实际提高将取决于频谱效率，所述频谱效率又将取决于信道条件。例如，如果中间信道201由于不良信道条件而必须利用大功率进行传输，那么中间信道201可能会由于如先前针对图1论述的非线性失真而对旁信道202、203产生ICI，并且此类ICI可能限制旁信道202、203的ACM，从而限制吞吐量。下文参考图14到16呈现特定的可能结果。
尽管本发明的实施例重点讨论如例如在图2中所示的信号具有中间信道和两个旁信道的实施方案，但是应理解，可存在不同数目的旁信道的其它实施方案也是可能的。例如，在替代实施方案中，可存在四个旁信道(例如，在中间信道的每一侧上具有两个旁信道)。在另一实施方案中，可存在单个旁信道(即，在中间信道的一侧上具有一个旁信道，而在中间信道的另一侧上不具有旁信道)。还可能有其它实施方案。
用于传输和接收无线信号的装置
现参考图3，示出了根据本发明的实施例的具有传输装置310和接收装置320的无线系统300的示意图。传输装置310具有信号处理器311、传输器312、反馈接收器313，还可具有未具体示出的其它组件。信号处理器311、传输器312和反馈接收器313可处于相同位置，或安装在不同位置处。接收装置320具有接收器321、信号处理器322、反馈传输器323，还可具有未具体示出的其它组件。接收器321、信号处理器322和反馈传输器323可处于相同位置，或安装在不同位置处。
现将描述无线系统300的操作。传输装置310产生传输器侧信号S，其含有将通过空中链路301传输到接收装置320的数据。所述数据可为例如由处理器(未示出)提供的数据流。传输装置310的信号处理器311用于处理传输器侧信号S以产生处理后的传输器侧信号S'。处理后的信号S'具有中间信道和至少一个旁信道。稍后参考图5描述此类处理的实例。传输器312用于传输处理后的信号S'作为无线信号S'W，其包含中间信道和每一旁信道并受频谱掩模约束。图2中描绘了无线信号S'W的实例频谱，图2描绘频谱掩模100、中心信道201和旁信道202、203。无线信号S'W通过空中链路301行进到接收装置320。
通过接收装置320以无线方式接收接收器侧无线信号SW。接收装置320的接收器321从无线信号SW恢复接收器侧信号S'。接收装置320的信号处理器322以与传输装置310的信号处理器311互补的方式处理恢复后的信号S'，使得接收装置320的信号处理器322可恢复信号S。
所传输的无线信号S'W受具有肩部的频谱掩模约束。实际上，这意味着传输装置310负责确保在给定频率下所传输信号的功率不超过频谱掩模指定的量。在一些实施例中，传输装置310的信号处理器311产生处理后的信号S'，使得处理后的信号S'利用频谱掩模进行编译。因此，当传输器312基于处理后的信号S'传输无线信号S'W时，无线信号S'W利用频谱掩模进行编译。更一般来说，信号处理器311产生处理后的信号S'，使得所传输的无线信号S'W利用频谱掩模进行编译。
在一些实施例中，传输装置310的信号处理器311用于例如基于信道条件选择性地启用或停用一个或多个旁信道。例如，对于信号具有如图2所示的中间信道和两个旁信道的实施方案，可基于信道条件选择性地启用或停用每一旁信道。如果信道条件有利于这两个旁信道，就使用这两个旁信道。当来自相邻信道的其它传输的干扰量较低时，信道条件可为良好的。然而，如果信道条件不利于第一旁信道，可停用第一旁信道。尽管第一旁信道停用，但是还可启用可能具有良好的信道条件的第二旁信道。在替代实施方案中，同时启用这两个旁信道。
图1和2中所示的频谱掩模100仅作为实例，还可能存在具有不同形状和大小的其它频谱掩模。为了说明这点，参考图4A到4D，图4A到4D是描绘其它实例频谱掩模的示意图。每一示意图示出了开始于中心频率f0的频谱掩模的一半。应理解，每一频谱掩模围绕中心频率f0对称。
图4A示出了具有中部411和肩部412的频谱掩模410。中部411在f0到f3的频率范围中以功率电平k1为界。肩部412在f3到f5的频率范围中以在k3到最小值的范围内的功率电平为界。
图4B示出了具有中部421和肩部422的频谱掩模420。中部421在f0到f1的频率范围中以功率电平k1为界，在f1到f2的频率范围中以在k1到k2范围内的功率电平为界，并且在f2到f3的频率范围中以在k2到k3范围内的功率电平为界。肩部422在f3到f4的频率范围中以在k3到k4范围内的功率电平为界，并且在f4到f5的频率范围中以在k4到最小值范围内的功率电平为界。
图4C示出了具有中部431和肩部432的频谱掩模430。中部431在f0到f2的频率范围中以功率电平k1为界，并且在f2到f3的频率范围中以在k1到k3范围内的功率电平为界。肩部432在f3到f4的频率范围中以功率电平k3为界，在f4到f5的频率范围中以在k3到k5范围内的功率电平为界，并且在f5到f6的频率范围中以功率电平k5为界。
图4D示出了具有中部441和肩部442的频谱掩模440。中部441在f0到f2的频率范围中以功率电平k1为界，并且在f2到f3的频率范围中以在k1到k3范围内的功率电平为界。肩部442在f3到f5的频率范围中以在k3到k5范围内的功率电平为界，并且在f5到f6的频率范围中以功率电平k5为界。在一些实施方案中，f6等于信道间隔的2.5倍。
在参考图4A到4D的前述实例中，应理解，针对功率电平和频率的下标仅用于区分在相同频谱掩模内的功率电平和频率。尽管在不同频谱掩模中可能使用相同下标，但是这并不暗示不同频谱掩模的功率电平和频率必须相同。例如，图4A中的f3不一定与图4B中的f3相同，即使它们使用了相同的下标。并且，下标并不暗示关于彼此的任何特定量值。
图4A到4D说明对于频谱掩模存在广泛范围的可能形状和大小。然而，在给定无线通信系统中，频谱掩模的形状和大小通常是恒定的。在一些实施方案中，信道的数目和/或信道的调制阶数可在频谱掩模的形状和大小界限内进行调整。基于频谱掩模的形状和大小，每一信道可具有针对频谱效率设计的功率电平和波特速率。
考虑到图4A到4D，中部和肩部之间的边界大约出现在频谱掩模呈现正凹度(即斜率的正向改变)的频率处。在图4A到4D中，此频率在f3处。正凹度形成肩部。
然而，应理解，中部和肩部之间的边界不一定要正好在频谱掩模呈现正凹度的位置处。例如，参考图4B，肩部422可替代地视为开始于频率f4和f5之间的某处。此外，一些频谱掩模可具有带有正凹度的超过一个点。在这些情况下，肩部可开始于带有正凹度的点中的一个点或开始于某一其它点。
一般来说，频谱掩模的肩部的精确边界可取决于频谱掩模的特定形状，但是所述精确边界通常与频谱掩模呈现正凹度的频率有关。本发明的实施例使旁信道定位在肩部中。以此方式，肩部的带宽可供一个或多个旁信道使用。中间信道可具有比旁信道更高的功率电平，由此实现中间信道的更高ACM和更高频谱效率。
应理解，旁信道不必完全定位在肩部中。一般来说，旁信道的相当大部分定位在肩部中。因此，例如，旁信道的80％可定位在肩部中，而旁信道的20％处于中部中。
返回参考图3，空中链路301可使无线信号S'W衰减，尤其是在存在降水时，例如下雨。另外，可能存在来自其它传输的干扰。因此，到达接收装置320的无线信号SW将不会与已经传输的无线信号S'W完全相同。一般来说，空中链路301并不完美，此类不完美会限制中间信道和每一旁信道的ACM。
在一些实施方案中，基于信道条件，传输装置310的信号处理器311通过调整中间信道的功率和/或ACM来调整无线信号S'W的吞吐量。此外，传输装置310的信号处理器311选择每一旁信道的ACM。在一些实施方案中，旁信道的功率电平维持在常数值以适合频谱掩模的肩部。然而，在替代实施方案中，还可基于信道条件设置旁信道的功率电平，设置的程度为使得旁信道仍然符合频谱掩模。
如上文所提及，中间信道的功率电平可能对可针对每一旁信道实现的ACM产生显著影响，因为中间信道可能对频谱掩模的肩部产生干扰，从而对所存在的任何旁信道产生ICI，在中间信道利用大功率进行传输时尤其如此。同样，在一些实施方案中，中间信道上的功率电平尽可能多地降低，同时仍实现中间信道上的最佳可能吞吐量。例如，可存在由可用于系统的可用ACM集合限定的最大吞吐量。只要使用ACM，就可实现最佳可能吞吐量。降低中心信道上的功率同时维持最大吞吐量的附带益处是对肩部的干扰减小，并且用于旁信道的ACM可增加，这会增加总吞吐量。如果信道条件准许通过中间信道但利用极低功率传输相同的调制星座，就可忽略带外干扰。
返回参考图3，无线系统300通过反馈链路302实施反馈。反馈链路302可为例如从接收装置320到传输装置310的空中链路的现有信道。反馈链路302使用空中链路的一小部分用于自适应系统机构，例如ACM。在其它实施方案中，反馈链路102是有线链路。接收装置320的信号处理器322用于确定信号质量，接收装置320的反馈传输器323用于基于信号质量发送反馈。通过传输装置310的反馈接收器313接收反馈。信号处理器311用于基于反馈而调整无线信号S'W的吞吐量，如先前所描述，这通常通过调整或改变中间信道的ACM和/或功率，和/或通过改变旁信道的ACM来完成。另外或替代地，反馈用于选择性地启用或停用每一旁信道。
在一些实施方案中，反馈包含中间信道和每一旁信道的信号质量指示。这可包含三个不同的信号质量指示(即，每一信道具有一个指示)。对于每一信道，所述指示可例如包含SNR。当然，可能存在其它信号质量指示且属于本发明的范围。
基于每一信道反馈，可调整对应的信道的功率和/或ACM。具体来说，如果中间信道的信道条件良好，可在中间信道的吞吐量尚未处于最大值时增加吞吐量。如果已经处于最大值，可降低中间信道的传输功率。在一些实施方案中，这可重复，使得可以使用仍然产生最大吞吐量的最小传输功率。基于旁信道的反馈调整每一旁信道上使用的ACM。通常，当中间信道上的功率电平降低时，旁信道的信道条件的所得改进将使ACM能被调整到更强劲的值。
在一些实施方案中，对于给定ACM，中间信道上的功率电平被设置成仍提供所述ACM的最小量，并且对于每一旁信道，传输装置310的信号处理器311设置所述ACM以实现旁信道的高吞吐量。在一些实施方案中，给定当前信道条件，传输装置310的信号处理器311选择允许旁信道的最大可实现无误差吞吐量的ACM。与在更强劲的ACM情况下可能产生的吞吐量相比，中间信道的这一ACM可产生的中间信道的吞吐量较低，但是从旁信道产生的增益可补偿中间信道的吞吐量的损失。目标是基于反馈最大化总频谱效率，但是通过使用中间信道的最强劲的ACM可能并不能总是实现这一目标。
在一些实施方案中，如上文所提及，旁信道具有恒定功率。这确保了旁信道适合频谱掩模的肩部。然而，在替代实施方案中，传输装置310的信号处理器311基于反馈而设置旁信道的功率电平。旁信道的功率电平可被控制的程度可基于频谱掩模的形状和大小。具有相对较大的肩部的频谱掩模可允许相对自由地控制旁信道的功率电平。
在一些实施方案中，反馈包含启用或停用旁信道的指示。指示可为显式指示(例如，启用或停用旁信道的命令)或隐式指示(例如，可根据其推断出应该停用旁信道的信号质量指示)。例如，如果信道条件过差而不能支持旁信道，可停用所述旁信道。
在一些实施例中，不存在从接收装置320到传输装置310的反馈。在一些实施例中，传输装置310设置功率电平以及中间和旁信道的ACM，使得预期在包含由降水导致的不良条件的各种信道条件下可能进行稳定通信。然而，这一方法可能并未充分利用在良好的信道条件期间才可能的更大吞吐量。在其它实施方案中，传输装置310不时地检查天气或天气预报，并且相应地改变中间和旁信道的功率电平和ACM。
在一些实施方案中，传输装置310和接收装置320具有类似或甚至相同的配置。具体来说，接收装置320还可具有用于处理和传输数据的组件，而传输装置310还可具有用于接收和处理数据的组件。因此，接收装置320可能够传输数据，而传输装置310可能够接收数据。换句话说，可在两个方向上支持数据通信。
在一些实施方案中，无线系统300在传输装置310和接收装置320之间使用微波通信。微波信号可例如具有38GHz的频率，所述频率是因为其波长小于一厘米而可以描述为毫米波的频率。因此，根据一些实施方案，无线系统300可称为使用微波通信或毫米波通信。无线系统300可为例如回程网络的部分。在特定实施方案中，传输装置310和接收装置320包含回程微波调制解调器。当然，可能存在其它形式的无线通信且属于本发明的范围。例如，在其它实施方案中，无线系统300使用任何单载波、高频谱效率通信技术，例如如由欧洲电信标准协会在EN 302 307(即卫星通信)中定义的数字视频广播-第2代(Digital VideoBroadcasting-2nd Generation，DVB-S2)。
对于传输装置310的信号处理器311和接收装置320的信号处理器322存在多种可能性。在一些实施方案中，信号处理器311、322是数字信号处理器(Digital SignalProcessor，DSP)。在替代实施方案中，信号处理器311、322是模拟信号处理器。更一般来说，信号处理器311、322可为用于处理信号的任何经过适当配置的处理器，如本文中所描述。尽管示出为单个元件，但是信号处理器311、322中的每一个可实施为多个组件的组合。下文参考图5到10描述实例信号处理器实施方案。
实例信号处理器实施方案
现参考图5，示出了根据本发明的实施例的传输装置的实例信号处理器500的框图。图5的信号处理器500是图3的信号处理器311的实例实施例，并且可例如以DSP实施。应理解，仅出于说明性目的，信号处理器500示出为具有呈非常具体的布置的非常具体的组件。可能存在其它配置且属于本发明的范围。
在前向纠错(Forward Error Correction，FEC)编码器(未示出)之后的信息位通过串并(Serial-to-Parallel，S2P)模块(未示出)分裂成三个分支。所述三个分支包含用于左侧信道的左侧分支、用于中间信道的中间分支和用于右侧信道的右侧分支。由中间分支产生的中间信道通常具有比每一旁信道更大的带宽，并且其频谱效率也可比每一旁信道更高。因此，中间分支通常具有比侧分支更高的数据速率。
然后，信息位通过符号映射器511、512、513而映射到它们对应的星座。位到星座的映射也被称作位加载。符号映射器511、512、513包含用于左侧分支的左符号映射器511、用于中间分支的中间符号映射器512和用于右侧分支的右符号映射器513。在一些实施方案中，中间符号映射器512使用2048QAM(即每一符号具有11位)，而左符号映射器511和右符号映射器513使用16QAM(即每一符号具有4位)。当然，可能存在其它星座。
在一些实施方案中，中间信道和旁信道的ACM基于信道条件而进行调适。对于每一信道，这将确定星座的大小以及每一符号的位的数目(通过星座大小和译码速率确定)。当信道条件有利于给定信道时，每一符号可使用更多的位，从而产生更大的吞吐量。相反地，当信道条件不良时，每一符号可使用更少的位，从而产生更低的吞吐量。
旁信道的调制阶数通过在频谱掩模的中间处的实际传输功率与在频谱掩模的侧面处的实际传输功率的功率比确定。例如，如果差是20dB，那么旁信道的调制阶数可设置成64QAM或某一更低阶调制。可利用19dB的SNR实现64QAM，其中FEC速率为7/8。一般来说，在纯加性高斯白噪声(Additive White Gaussian Noise，AWGN)信道中，如果在频谱掩模的中间处的信号和在频谱掩模的侧面处的信号的功率差是P dB，那么主要信道和旁信道之间的频谱效率差为大约P/log(2)。
在符号映射之后，符号通过脉冲整形器521、522、523进行处理和整形。脉冲整形器521、522、523包含产生用于左侧分支的频谱的左脉冲整形器521、产生用于中间分支的频谱的中间脉冲整形器522和产生用于右侧分支的频谱的右脉冲整形器523。在一些实施方案中，脉冲整形器521、522、523还执行预补偿以便补偿由功率放大产生的任何非线性失真。
然后，频谱拼接器531产生具有并列的三个信道的信号，例如如图2所示。这涉及将左侧信道的频谱、中间信道的频谱和右侧信道的频谱拼接在一起。频谱拼接可在频域中利用信道信号的快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)的级联的快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)来实施，或在时域中通过将旁信道信号乘以来使用数控振荡器(Numerically Controlled Oscillator，NCO)从而实施，其中±fc是旁信道的中心频率。在基带中执行这一相乘，其中中心频率fc是零，接着可对所得信号进行上变频。还可能直接在RF中产生信号，在此情况下，旁信道的中心频率fc是与中间信道的中心频率f0之间的偏移。中心频率fc的值可低至中间信道和旁信道的波特速率的平均值。例如，如果主要信道的波特速率为fb1，且旁信道的波特速率为fb2，那么fc＝(fb1+fb2)/2。
在一些实施方案中，中间信道和旁信道全都具有与普通时钟同步的时序。为了说明这点，参考图6，图6是示出可由图5的信号处理器500的符号映射器511、512、513产生的实例符号流的信令图。符号流包含用于左侧信道的左符号流601(具有符号L1、L2……)、用于中间信道的中间符号流602(具有符号M1、M2……)和用于右侧信道的右符号流603(具有符号R1……)。
在本实例中，中间符号流602的符号速率是左符号流601和右符号流603的符号速率的四倍。中间信道可使用与旁信道不同的功率和更高阶的星座。无论如何，中间符号流602和侧符号流601、603都与普通时钟对准。具体来说，侧符号流601、603的每一符号与中间符号流602的对应的一组四个符号对准。可能存在其它符号速率。
尽管中间符号流602和侧符号流601、603都与普通时钟对准，但是中间符号流602和侧符号流601、603不必同时进行传输。例如，侧符号流601、603可比中间符号流602传输得迟。在所说明的实例中，侧符号流601、603示出为相对于中间符号流602进行时移。
如果中间信道和旁信道全都具有与普通时钟同步的时序，那么在接收器侧，可针对信道中的一个，例如中间信道，执行时钟恢复等某一处理，且接着应用到所有信道。然而，在一些实施方案中，由于中间信道对旁信道的ICI，可能要针对旁信道执行额外处理。如上文参考图1所提及，可存在主要信道对旁信道的ICI，尤其是在主要信道的功率电平较高时。下文将参考图7进一步详细地描述接收器侧的此类处理。
现参考图7，示出了根据本发明的实施例的具有ICI均衡的接收装置的实例信号处理器700的示意图。图7的信号处理器700是图3的信号处理器322的实例实施例，并且可例如以DSP实施。应理解，仅出于说明性目的，信号处理器700示出为具有呈非常具体的布置的非常具体的组件。可能存在其它配置且属于本发明的范围。
信号处理器700接收具有中间信道和至少一个旁信道的输入信号。信道通过频谱分片器710进行分片。具体来说，频谱分片器710分离左侧信道的频谱、中间信道的频谱和右侧信道的频谱。可在频域或时域中实施频谱分片。如下所述，并行处理每一信道。
在一些实施方案中，可针对信道中的一个，例如中间信道，执行时钟恢复、信道估计和载波相位恢复等某一处理，且接着应用到所有信道。这可简化设计并降低功率消耗。在此特定实例中，时钟&帧恢复块720和信道估计器730处理中间信道，并且所述处理的结果被应用到旁信道。时钟&帧恢复块720可例如执行基于PLL的载波恢复。
然后，每一信道通过相应的均衡器741、742、743进行处理。均衡器741、742、743的复杂度可取决于信道的预期最大波特速率。具体来说，中间信道的均衡器742的复杂度可能比旁信道的均衡器741、743的复杂度更大，在旁信道的波特速率比中间信道低时尤其如此。中间信道的均衡器742的更大复杂度使均衡器742能处理更大波特速率。
然后，中心信道通过相位恢复块752进行处理，并且所述处理的结果被应用到所有信道。具体来说，基于来自相位恢复块752的结果，通过相位校正器751、753来执行旁信道的相位校正。中间信道的相位校正通过相位校正器762执行。
旁信道的功率电平相对较小，因此它们通常不会对相邻信道或中间信道产生显著干扰。然而，如上文所提及，中间信道的功率电平会产生对旁信道的ICI，特别是在中间信道的功率电平极高时。在一些实施方案中，此ICI可通过ICI均衡器761、763来缓解。ICI均衡器761、763可为例如符号速率均衡器。ICI均衡器761、763执行干扰抵消以补偿中间信道对每一旁信道的干扰。在一些实施方案中，当进行旁信道的干扰抵消时，ICI均衡器761、763使用中间信道的处理结果，例如来自相位恢复块752的输出。
最后，信号处理器700具有用于主要和旁信道的解码器771、772、773。解码器771、772、773可为例如FEC解码器。在替代实施方案中，如果传输装置未执行FEC编码，那么信号处理器700不执行FEC解码。解码器771、772、773具有用于输出来自主要和旁信道的恢复后的数据的输出。在一些实施方案中，信号处理器700将来自主要和旁信道的恢复后的数据组合成一个信号。
在一些实施方案中，信号处理器700针对三个信道实施三个独立的并行处理器。从降低的复杂度的角度来说，这可为优选的。然而，实际上，在其它实施方案中，信号处理器700实施联合处理方案，所述方案更通用，但是其缺点是复杂度增加。
现参考图8，示出了可在针对ICI均衡器761和/或ICI均衡器763的图7的信号处理器中实施的实例ICI均衡器800的示意图。ICI均衡器800是多输入单输出(Multiple InputSingleOutput，MISO)2×1多抽头均衡器，其具有用于旁信道的第一有限脉冲响应(finiteimpulseresponse，FIR)横向滤波器801和用于主要信道的第二FIR横向滤波器802，所述第二FIR横向滤波器802已经通过移频器803进行移位以用于连续干扰抵消。通过加法器804使第二FIR横向滤波器802的输出与第一FIR横向滤波器801的输出相加，以补偿主要信道的ICI。
当基于在主要和旁信道中接收到的信号计算抽头系数时，根据自适应传输功率控制(Adaptive Transmission Power Control，ATPC)，ICI均衡器800将相应地进行更新并缓解ICI。因为ICI具有线性和非线性两个部分，所以线性部分将通过ICI均衡器800在整个旁信道中进行校正。然而，非线性部分可能仍然存在。对于旁信道的中心频率±fc，其中fc≥(fb1+fb2)/2，非线性部分通常可忽略。然而，如果非线性部分不可忽略，可使用非线性Volterra均衡器来缓解非线性部分，但缺点是复杂度增加。可替代地，如果可容许非线性部分和它对SNR的负面影响，那么可省略非线性Volterra均衡器。
现参考图9，示出了根据本发明的实施例的具有传输装置910和接收装置920的实例调制解调器900的框图。图9的传输装置910和接收装置920是图9的信号处理器311和信号处理器322的实例实施例，并且可例如以DSP实施。应理解，仅出于说明性目的，调制解调器900示出为具有呈非常具体的布置的非常具体的组件。可能存在其它配置且属于本发明的范围。
传输装置910包含用于产生信号以供传输的组件。传输装置910具有用于左侧信道的脉冲整形的根升余弦(Root Raised Cosine，RRC)滤波器911、用于右侧信道的脉冲整形的RRC滤波器912和用于中间信道的脉冲整形的RRC滤波器913。左侧信道通过频移&增益块914进行频移并放大，右侧信道通过频移&增益块915进行频移并放大。频谱拼接器916组合旁信道和中间信道。这涉及将左侧信道的频谱、中间信道的频谱和右侧信道的频谱拼接在一起。在通过传输器(未示出)进行传输之前，组合信号通过采样器917进行插值采样。
在一些实施方案中，中间信道和旁信道的波特速率分别是49.5MHz和12.375MHz(即49.5MHz/4)。当然，可能存在其它波特速率。在一些实施方案中，中间信道和每一旁信道之间的间隙是4MHz，而通过块914和915的增益是-20dB。因此，旁信道的中间频率是±34.9375MHz。在本实例中，中间和旁信道需要分别具有49dB和23dB的SNR。
接收装置920包含用于处理接收信号的组件。接收装置920具有抗混叠滤波器(Anti-Aliasing Filter，AAF)921，其用于将信号的带宽限定在所关注的频带。受限信号接着通过采样器922进行插值采样。采样器922执行采样以分离左侧信道的频谱、中间信道的频谱和右侧信道的频谱。这三个信道的频谱接着通过三个并行路径进行处理。中间信道经自适应增益控制器(Adaptive Gain Controller，AGC)923调整功率电平并经RRC滤波器924对输出信号进行脉冲整形。右侧信道通过频移&增益块928进行频移并放大，这与通过频移&增益块914执行的频移和放大互补，接着右侧信道经RRC滤波器929对输出信号进行脉冲整形。左侧信道同样地通过频移&增益块930进行频移并放大，这与通过频移&增益块915执行的频移和放大互补，接着左侧信道经RRC滤波器931对输出信号进行脉冲整形。
在所说明的实例中，采样器922基于来自中间信道的处理的反馈而执行采样。具体来说，中间信道的RRC滤波器924的输出通过定时误差检测器(Timing Error Detector，TED)925、低通滤波器(low pass filter，LPF)926和NCO 927进行反馈，从而产生针对采样器922恰当定时的同步(即时控)信号。TED 925可例如实施加德纳法或用于检测定时误差的任何其它适当的方法。加德纳法可例如以两倍采样速率(即，每一符号两个样本或T/2采样空间)恢复时钟。
在所说明的实例中，旁信道不具有用于时钟同步的单独电路。实际上，它们所使用的输出与中间信道的时钟相同，但要除以主要信道的符号速率与旁信道的符号速率的比率。在这种情况下，旁信道所使用的输出与中间信道的时钟相同，但只有其四分之一，因为主要信道的符号速率是旁信道的符号速率的四倍，如以类似方式参考图6所描述。最小均方差(Minimum Mean Square Error，MMSE)时域自适应均衡器(未示出)可为中间信道提供49dBSNR，但是由于中间信道对旁信道的高ICI而仅可为旁信道提供15dB SNR。在以上实例中，旁信道需要具有23dB的SNR，所述SNR大于由于来自中间信道的高ICI而可能可用的15dB。为了解决这个问题，可针对旁信道实施作为MISO 2×1多抽头ICIC的第二级均衡器以达到23dB的SNR。上文已经参看图8描述了实例ICI均衡器。
在一些实施方案中，如果在中间信道和旁信道之间存在较大间隙，那么可能不需要ICI均衡器。在一些实施方案中，针对每一信道可存在单独的同步电路，而不是针对所有三个信道使用中间信道电路。在那种情况下，可能不需要ICI均衡器。
现参考图10，示出了根据本发明的实施例的传输装置的实例信号处理器940的框图。图10的信号处理器940是图3的信号处理器311的实例实施例，并且可例如以DSP实施。应理解，仅出于说明性目的，信号处理器940示出为具有呈非常具体的布置的非常具体的组件。可能存在其它配置且属于本发明的范围。
信号处理器940接收包含待传输的时钟信号和数据的输入957。数据可形成为数据符号，并使用FEC编码器941进行编码。FEC编码器941产生用于中间和旁信道的三个并行路径。映射器943针对中间信道将数据映射成QAM符号，成帧器946将QAM符号汇编成数据帧，而RRC滤波器949执行脉冲整形并且可降低邻近符号之间的ICI。旁信道同样地利用映射器942、944、成帧器945、947和RRC滤波器948、950进行处理。
然后，频谱拼接器951产生具有并列的三个信道的信号，例如如图2以类似方式所示。这涉及将左侧信道的频谱、中间信道的频谱和右侧信道的频谱拼接在一起。可在频域或时域中实施频谱拼接，如先前描述。具有所述三个信道的信号接着穿过用于插值采样的采样器952，且接着穿过用于数字预失真处理的数字预失真(Digital Pre-Distortion，DPD)处理器953。此处理可补偿由功率放大产生的非线性失真。然后，补偿器954执行补偿，这可允许对信道之间的任何不平衡进行调整。然后，调制器955执行调制以产生已调信号。最后，DAC 956将已调信号转换成输出958以供传输器(未示出)进行传输。
现参考图11，示出了根据本发明的实施例的接收装置的信号处理器970的框图。图11的信号处理器970是图3的信号处理器321的实例实施例，并且可例如以DSP实施。应理解，仅出于说明性目的，信号处理器970示出为具有呈非常具体的布置的非常具体的组件。可能存在其它配置且属于本发明的范围。
信号处理器970接收输入信号989。通过ADC 971将输入信号989从模拟信号转换成数字信号。通过解调器972处理数字信号以便对信号进行解调。此解调与通过图10中所示的调制器955执行的调制互补。基于此类解调，通过第一AGC 973提供反馈以通过ADC 971调整转换的功率电平。解调信号通过自适应前馈(Adaptive Feed Forward，AFF)滤波器974进行处理。AFF滤波器974执行均衡，并利用固定频率偏移校正频率。
然后，NCO 975从AFF滤波器974的输出产生同步(即时控)信号。利用反馈控制信号的定时。第二AGC 976调整同步信号的增益，且接着信号被发送到RRC滤波器977进行中间信道的脉冲整形。RRC滤波器977向第二AGC 976提供反馈以调整第二AGC 976的增益。TED 986和环路滤波器987提供针对由NCO 975产生的同步信号的定时的反馈。TED 986可例如实施加德纳法或用于检测定时误差的任何其它适当的方法。在框978处，对RRC滤波器977的输出执行均衡和载波恢复(EQL/CR)。然后，恢复后的信号通过解映射器979进行解映射。
第二AGC 976的输出还提供到RRC滤波器983、980以用于旁信道的脉冲整形。在框984、981处，对RRC滤波器983、980的输出执行均衡和载波恢复。然后，恢复后的信号通过解映射器985、982进行解映射。
用于中间信道和旁信道的恢复后的信号经过组合，并通过FEC解码器988进行FEC解码以产生输出990，所述输出990是恢复后的信号的组合。在替代实施方案中，如果未通过传输装置执行FEC编码，就不通过信号处理器970执行FEC解码。
用于传输和接收无线信号的方法
现参考图12，示出了根据本发明的实施例的用于传输无线信号的实例方法的流程图。此方法可通过传输装置实施，所述传输装置例如是图3所示的传输装置310。
在步骤1201到1203处，传输装置产生待传输的受频谱掩模约束的信号。具体来说，在步骤1201处，传输装置基于第一数据流产生中间信道的第一频谱，在步骤1202处，传输装置基于第二数据流产生旁信道的第二频谱。在一些实施方案中，已经从含有待传输的数据的一个数据流分裂出第一数据流和第二数据流，如先前描述。在其它实施方案中，第一数据流和第二数据流最初为待传输的独立数据流。在一些实施方案中，当如先前描述而产生第一频谱和第二频谱时，传输装置执行位的位加载。然后，在步骤1203处，传输装置将第一频谱和第二频谱拼接在一起，由此产生同时具有中间信道和旁信道的信号。
在一些实施方案中，如图12中所示，同时并行地执行步骤1201和1202。然而，在其它实施方案中，依次执行步骤1201和1202。传输装置还可产生任何额外的旁信道的额外频谱。如果已经针对任何额外的旁信道产生任何额外频谱，那么在产生信号时也将这些额外频谱与第一频谱和第二频谱拼接。在一些实施方案中，所有信道具有同步定时。
执行步骤1201到1203，使得在步骤1203处产生的所得信号频谱利用频谱掩模进行编译。根据本发明的实施例，产生信号，使得信号的每一旁信道定位在频谱掩模的肩部中的一个中。出于说明性目的，在图2中示出针对给定频谱掩模在两个旁信道的情况下此类定位的实例。以此方式，肩部的带宽可供一个或多个旁信道使用。
在步骤1204处，传输装置以无线方式传输信号，例如作为微波或毫米波信号。通过空中链路将无线信号发送到接收装置。
在一些实施方案中，如在所说明的实例中，传输装置从接收装置接收反馈。针对此反馈存在多种可能性。在一些实施方案中，反馈包含中间信道和每一旁信道的信号质量指示。在一些实施方案中，反馈包含启用或停用旁信道的指示。反馈的其它细节已在上文提供，此处不再重复。
如果在步骤1205处，传输装置接收到反馈，那么在步骤1206处，传输装置基于所述反馈而调整传输的吞吐量。举例来说，传输装置可改变中间信道的功率和/或ACM，和/或改变旁信道的ACM。另外或替代地，传输装置可停用或启用旁信道。吞吐量可如何进行调整的其它细节已在上文提供，此处不再重复。
如果在步骤1207处，传输完成，那么所述方法结束。然而，如果在步骤1207处，因为存在更多数据要发送而导致传输未完成，那么所述方法回到步骤1201。在传输完成之前一直重复步骤1201到1204。如果在步骤1205处接收到反馈，重复步骤1206。
在替代实施方案中，传输装置可在没有如先前描述的任何反馈的情况下执行传输。对于此类替代实施方案，在步骤1206处可不存在对吞吐量进行任何调整。
现参考图13，示出了根据本发明的实施例的用于接收无线信号的实例方法的流程图。此方法可通过接收装置实施，所述接收装置例如是图3所示的接收装置320。
在步骤1301处，接收装置以无线方式接收受具有肩部的频谱掩模约束的信号。所接收的信号可例如为微波信号或毫米波信号。信号包含中间信道和至少一个旁信道。根据本发明的实施例，每一旁信道定位在频谱掩模的肩部中的一个中。出于说明性目的，在图2中示出针对给定频谱掩模在两个旁信道的情况下此类定位的实例。以此方式，肩部的带宽可供一个或多个旁信道使用。
在步骤1302到1304处，接收装置处理信号以进行信号恢复。具体来说，在步骤1302处，接收装置从接收信号分离出中间信道的第一频谱。对于每一旁信道，接收装置还分离出旁信道的第二频谱。在步骤1303处，接收装置处理第一频谱以恢复第一数据流。在步骤1304处，接收装置处理第二频谱以恢复第二数据流。
在一些实施方案中，如图13中所示，同时并行地执行步骤1303和1304。然而，在其它实施方案中，依次执行步骤1303和1304。接收装置还可处理任何额外的旁信道的额外频谱。如果在步骤1302处，已经针对任何额外的旁信道分离任何额外频谱，也处理这些额外频谱以恢复额外数据流。在一些实施方案中，接收装置将如先前描述的从中间和旁信道恢复的所有数据流组合成一个数据流。在其它实施方案中，接收装置将从中间和旁信道恢复的数据流保持为单独数据流。
在一些实施方案中，接收装置处理中间信道，并将所述处理的至少一个结果应用到每一旁信道的决策反馈校正，如先前描述。这可降低接收装置的复杂度。在一些实施方案中，基于如先前描述的处理中间信道的结果，接收装置针对每一旁信道执行干扰抵消。信号可如何进行处理的其它细节已在上文提供，此处不再重复。
在一些实施方案中，如在步骤1305处，接收装置确定是否向传输装置发送反馈。接收装置可例如仅在已经测得信号质量改变时发送反馈。可替代地，接收装置可周期性地发送反馈，而不管是否已经测得信号质量的任何改变。
如果在步骤1305处，接收装置确定要发送反馈，那么在步骤1306处，接收装置发送反馈。反馈可供传输装置用于调整无线信号的吞吐量，如先前描述。反馈的其它细节已在上文提供，此处不再重复。
在替代实施方案中，接收装置不提供任何反馈。
如果在步骤1307处，传输完成，那么所述方法结束。然而，如果在步骤1307处，因为存在更多数据要发送而导致传输未完成，那么所述方法回到步骤1301。在传输完成之前一直重复步骤1301到1305。如果如步骤1305确定要发送反馈，那么重复步骤1306。
实例实施方案
在此部分描述本发明的可能实施方案的实例。应理解，这些实施方案非常具体且仅出于说明性目的而提供。
现参考图14，示出的是展示根据本发明的实施例的三信道信号的实例功率谱密度的图。此图示出了当旁信道1402、1403各自已经过ICI均衡以补偿中间信道1401对旁信道1402、1403的ICI时的中间信道1401和旁信道1402、1403。ICI均衡的使用可例如将旁信道上的最小均方差改进8dB。
如先前所提及，可实现的数据速率可取决于若干种因素，包含中间信道1401的功率电平。尽管ICI均衡可有助于补偿中间信道1401对旁信道1402、1403的ICI，但是当中间信道1401的功率电平降低时，可实现的数据速率可能更大。关于这一点的实例将在下文参考图15和16进行描述。
现参考图15，示出的是展示当中间信道的功率电平进行调整时可实现的实例数据速率的图。在本实例中，中间信道和每一旁信道利用下方表1中列出的参数受图4C的频谱掩模约束。
表1-用于图4C的频谱掩模的参数
参数 k1 f2 k3 f3 f4 k5 f5
值 2dB 12.8MHz -23dB 16.4MHz 25MHz -45dB 45MHz
此频谱掩模是用于28MHz信道化传输的标准1、2和3类模板。使用滚降系数为0.2的RRC滤波器进行所有信号的脉冲整形。为了在满功率下传输单载波信号，可实现的最大波特速率是27Mbaud。因此，使用2048QAM(11位/符号)的最大数据速率是27Mbaud×11位/符号＝297Mb/s。
当使用三个信道时，中间信道将与27Mbaud的单载波相同。每一旁信道可具有11.3Mbaud的波特速率，并且它们的中心频率是±22.05MHz。旁信道具有与滚降系数为0.2的中间信道相同的脉冲形状。因为2048QAM的最小SNR是约36dB，并且k3是-24dB，所以旁信道具有14dB的SNR，从而有可能传输16QAM(4位/符号)。可实现的总数据速率是11.3Mbaud×4位/符号×2个旁信道+297Mb/s＝387.4Mb/s，与仅使用中间信道作为单载波相比，其数据速率增加超过30％。
在6dB回退功率的情况下，调制阶数可增加到64QAM(6位/符号)，这是因为信道条件提高了6dB。波特速率不需要改变。因此，可以实现11.3Mbaud×6位/符号×2个旁信道+297Mb/s＝432.6Mb/s的数据速率。其它回退值的最大数据速率汇总在下方的表2中，并绘制在图15中。
表2-用于图4C的频谱掩模的实例数据速率
回退功率 旁信道调制 数据速率
0dB 16QAM 387.4Mb/s
6dB 64QAM 432.6Mb/s
12dB 256QAM 477.8Mb/s
18dB 1024QAM 523Mb/s
24dB 2048QAM 545.6Mb/s
可增加数据速率，同时维持波特速率。改变波特速率的一些系统在波特速率改变时可能需要重新启动。通过避免波特速率改变，本系统避免了此类重新启动，从这个角度来讲，本系统可为“无中断”的。
现参考图16，示出的是展示当中间信道的功率电平进行调整时可实现的实例数据速率的图。在本实例中，中间信道和每一旁信道利用下方表2中列出的参数而受图4D的频谱掩模约束。
表2-用于图4D的频谱掩模的参数
参数 k1 f2 k3 f3 f5 k5
值 2dB 12.8MHz -27dB 17MHz 56MHz -55dB
此频谱掩模是用于28MHz信道化传输的标准4L类模板。使用滚降系数为0.2的RRC滤波器进行所有信号的脉冲整形。为了在满功率下传输单载波信号，可实现的最大波特速率是27Mbaud。因此，使用2048QAM(11位/符号)的最大数据速率是27Mbaud×11位/符号＝297Mb/s。
当使用三个信道时，中间信道将与27Mbaud的单载波相同。每一旁信道可具有7.5Mb/s的波特速率，并且它们的中心频率是±21.25MHz。旁信道具有与滚降系数为0.2的中间信道相同的脉冲形状。因为2048QAM的最小SNR是约36dB，并且旁信道低了29dB，所以旁信道具有7dB的SNR，从而有可能传输4QAM(2位/符号)。可实现的总数据速率是7.5Mbaud×2位/符号×2个旁信道+297Mb/s＝327Mb/s，与仅使用中间信道作为单载波相比，其数据速率增加约10％。
旁信道和中间信道之间的干扰受到限制，并且总重叠小于0.4MHz。这使得ICI可忽略，并因此可能不需要ICI均衡，且不具有任何性能损失。
在6dB回退功率的情况下，调制阶数可增加到16QAM(4位/符号)，这是因为信道条件提高了6dB。波特速率不需要改变。因此，可以实现7.5Mbaud×4位/符号×2个旁信道+297Mb/s＝357Mb/s的数据速率。其它回退值的最大数据速率汇总在下方的表4中，并绘制在图16中。
表4-用于图4D的频谱掩模的实例数据速率
回退功率 旁信道调制 数据速率
0dB 4QAM 327Mb/s
6dB 16QAM 357Mb/s
12dB 64QAM 387Mb/s
18dB 256QAM 417Mb/s
24dB 1024QAM 447Mb/s
鉴于以上教示，本发明可能存在许多修改和变化。因此，应理解，只要是在所附权利要求书的范围内，可以用不同于本文具体描述的方式来实践本发明。

Claims (26)

1.一种方法，其特征在于，包括：
产生包括中间信道和旁信道的信号，使得所述旁信道定位在频谱掩模的肩部中；以及
以无线方式传输受所述频谱掩模约束的所述信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述所传输的信号是微波或毫米波信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，产生所述信号包括：
基于第一数据流产生所述中间信道的第一频谱；
基于第二数据流产生所述旁信道的第二频谱；且
通过将所述第一频谱和所述第二频谱拼接在一起而产生所述信号。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，进一步包括：
将单个接收到的数据流分裂成包含所述第一数据流和所述第二数据流的多个数据流。
5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：
产生所述第一频谱包括针对所述中间信道执行所述第一数据流的位的位加载；且
产生所述第二频谱包括针对所述旁信道执行所述第二数据流的位的位加载。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述中间信道和所述旁信道具有同步定时。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括：
基于接收到的反馈信号而改变所述中间信道的功率和自适应编码与调制(AdaptiveCoding and Modulation，ACM)中的至少一个。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括：
基于接收到的反馈信号而改变所述旁信道的自适应编码与调制(Adaptive Codingand Modulation，ACM)。
9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述旁信道是第一旁信道，所述肩部是所述频谱掩模的第一肩部，并且所述方法进一步包括：
选择性地启用或停用所述频谱掩模的第二肩部中的第二旁信道。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，包括：
基于接收到的反馈信号而选择性地启用或停用所述第二旁信道。
11.一种装置，其特征在于，包括：
信号处理器，其用于产生包括中间信道和旁信道的信号，使得所述旁信道定位在频谱掩模的肩部中；以及
传输器，其用于以无线方式传输受所述频谱掩模约束的所述信号。
12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述传输器用于以无线方式传输所述信号作为微波或毫米波信号。
13.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述信号处理器包括：
第一脉冲整形器，其用于基于第一数据流产生所述中间信道的第一频谱；
第二脉冲整形器，其用于基于第二数据流产生所述旁信道的第二频谱；以及
频谱拼接器，其用于通过将所述第一频谱和所述第二频谱拼接在一起而产生所述信号。
14.根据权利要求11所述的装置，其特征在于：
所述信号处理器用于基于接收到的反馈信号而改变所述中间信道的功率和自适应编码与调制(Adaptive Coding and Modulation，ACM)中的至少一个。
15.根据权利要求11所述的装置，其特征在于：
所述信号处理器用于基于接收到的反馈信号而改变所述旁信道的自适应编码与调制(Adaptive Coding and Modulation，ACM)。
16.根据权利要求11所述的装置，其特征在于：
所述旁信道是第一旁信道，所述肩部是所述频谱掩模的第一肩部；并且
所述信号处理器用于选择性地启用或停用所述频谱掩模的第二肩部中的第二旁信道。
17.一种方法，其特征在于，包括：
以无线方式接收受频谱掩模约束的信号，所述信号包括中间信道和旁信道，所述旁信道定位在所述频谱掩模的肩部中；
处理所述信号以分离所述中间信道的第一频谱和所述旁信道的第二频谱；
处理所述第一频谱以恢复第一数据流；且
处理所述第二频谱以恢复第二数据流。
18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，所述所接收的信号是微波信号或毫米波信号。
19.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，进一步包括：
将所述第一数据流和所述第二数据流组合成单个数据流。
20.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，处理所述旁信道包括：
基于处理所述中间信道的结果而执行所述旁信道的决策反馈校正。
21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，处理所述中间信道包括：
针对所述中间信道执行时钟恢复、信道估计和载波恢复。
22.根据权利要求17所述的方法，其特征在于：
处理所述第二频谱包括基于处理所述中间信道的结果而执行干扰抵消。
23.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，包括：
基于已经接收到的所述信号的处理结果而传输反馈信号。
24.一种装置，其特征在于，包括：
接收器，其用于以无线方式接收受频谱掩模约束的信号，所述信号包括中间信道和旁信道，所述旁信道定位在所述频谱掩模的肩部中；
信号处理器，其用于处理所述信号以分离所述中间信道的第一频谱和所述旁信道的第二频谱、处理所述第一频谱以恢复第一数据流，以及处理所述第二频谱以恢复第二数据流。
25.根据权利要求24所述的装置，其特征在于，所述接收器用于接收所述信号作为微波信号或毫米波信号。
26.根据权利要求24所述的装置，其特征在于：
所述信号处理器包括信道间干扰(Inter-Channel Interference，ICI)均衡器，其用于基于处理所述中间信道的结果而进行所述旁信道的干扰抵消。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3220559A1 (en) * 2016-03-14 2017-09-20 Xieon Networks S.à r.l. Processing parameter and resource sharing architecture for superchannel based transmission systems
JP2018129618A (ja) * 2017-02-07 2018-08-16 富士通株式会社 受信装置および受信方法
CN110351066B (zh) * 2018-04-02 2022-03-08 华为技术有限公司 时钟相位恢复装置、方法和芯片
KR102324853B1 (ko) * 2019-12-18 2021-11-11 한국과학기술원 Ｐａｍ­４ 신호 송출을 위한 비선형 블라인드 등화 방법

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1298583A (zh) * 1998-03-27 2001-06-06 Usa数字无线电通信公司 混合和全数字的fm带内－信道上的数字声频广播方法和系统
US20090274073A1 (en) * 2008-05-02 2009-11-05 Nextwave Broadband Inc. Transmit emission control in a wireless transceiver
CN102468861A (zh) * 2010-11-08 2012-05-23 美国亚德诺半导体公司 可变动态范围接收器
US20120163499A1 (en) * 2010-12-22 2012-06-28 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus, method, and system for transmitting and receiving high-speed data in point-to-point fixed wireless communication

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5936578A (en) * 1995-12-29 1999-08-10 Lucent Technologies Multipoint-to-point wireless system using directional antennas
US5949796A (en) * 1996-06-19 1999-09-07 Kumar; Derek D. In-band on-channel digital broadcasting method and system
AU2007282272B2 (en) * 2006-08-09 2010-09-23 Lg Electronics Inc. Method of estimating signal-to-noise ratio, method of adjusting feedback information transmission, adaptive modulation and coding method using the same, and transceiver thereof
US8208873B2 (en) 2006-11-10 2012-06-26 Powerwave Cognition, Inc. Method and apparatus for adjusting waveform parameters for an adaptive air interface waveform
JP5320792B2 (ja) * 2008-03-28 2013-10-23 富士通株式会社 到来方向推定装置、到来方向推定方法および到来方向推定プログラム
US8780745B2 (en) 2011-01-31 2014-07-15 Intel Mobile Communications GmbH Communication terminal, communication device, method for measuring a signal and method for requesting a measurement
US8644265B2 (en) 2011-09-30 2014-02-04 Xiao-an Wang Wideband analog channel information feedback
WO2014058898A1 (en) 2012-10-08 2014-04-17 Huawei Technologies Co., Ltd. Resource-efficient digital chromatic dispersion compensation in fiber optical communication using spectral-shaping subcarrier modulation
US9479260B2 (en) 2013-05-03 2016-10-25 Futurewei Technologies, Inc. Single carrier flexible bit rate transceiver for coherent optical network
US9749056B2 (en) 2015-01-14 2017-08-29 Huawei Technologies Co., Ltd Method and system for discrete multi-tone transmission with multiple modulations

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1298583A (zh) * 1998-03-27 2001-06-06 Usa数字无线电通信公司 混合和全数字的fm带内－信道上的数字声频广播方法和系统
US20090274073A1 (en) * 2008-05-02 2009-11-05 Nextwave Broadband Inc. Transmit emission control in a wireless transceiver
CN102468861A (zh) * 2010-11-08 2012-05-23 美国亚德诺半导体公司 可变动态范围接收器
US20120163499A1 (en) * 2010-12-22 2012-06-28 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus, method, and system for transmitting and receiving high-speed data in point-to-point fixed wireless communication

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