CN107735739A - 下冲减小 - Google Patents

下冲减小 Download PDF

Info

Publication number
CN107735739A
CN107735739A CN201680032991.9A CN201680032991A CN107735739A CN 107735739 A CN107735739 A CN 107735739A CN 201680032991 A CN201680032991 A CN 201680032991A CN 107735739 A CN107735739 A CN 107735739A
Authority
CN
China
Prior art keywords
supply voltage
threshold
signal
slope
power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201680032991.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107735739B (zh
Inventor
N·V·P·曼吉纳
B·萨胡
P·V·S·R·杷笪赤
N·瑞玛瑞
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Texas Instruments Inc
Original Assignee
Texas Instruments Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Texas Instruments Inc filed Critical Texas Instruments Inc
Publication of CN107735739A publication Critical patent/CN107735739A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107735739B publication Critical patent/CN107735739B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/575—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

在描述的示例中，下冲减小电路系统包括第一比较器(210)、第二比较器(230)和控制器(218)。第一比较器(210)可操作用于将电源电压输出的指示与第一阈值进行比较。第二比较器(230)可操作用于将电源电压输出的指示与第二阈值进行比较。控制器(218)可操作用于生成第一功率控制信号USR，以当电源电压输出的指示具有第一斜率并且越过第一阈值时提高电源电压输出，且当电源电压输出的指示具有相反斜率并且越过第二阈值时降低电源电压输出。

Description

下冲减小
背景技术
许多应用包括集成电路，其由具有电压调节的电源供电。一些调节器(如直流-直流调节器)包括下冲(undershoot)减小电路系统以实现调节电源输出。例如，当电源输出电压降到某个参考电压以下时，下冲减小电路系统接通非线性控制快速控制回路施加功率以提高电源输出电压。在输出电压上升到参考电压加使用的比较器的滞后值之上之后，通过下冲减小电路系统断开非线性快速控制回路。由于在作为电源输出LC滤波器的一部分的电感器中的滞后和耗散的额外能量，这种方法经常导致输出电压的过冲(overshoot)。过冲问题复合在多相调节器中，其中响应于增加的负载需求，接通多于一个的这种调节的相位。
发明内容
在描述的示例中，下冲减小电路系统包括第一比较器、第二比较器和控制器。第一比较器可操作用于将输出(例如，调节的电源电压输出)的指示与第一阈值进行比较。第二比较器可操作用于将调节的电源电压输出的指示与第二阈值进行比较。控制器可操作用于生成第一功率控制信号，以当电源电压输出的指示具有第一斜率并且越过第一阈值时提高电源电压输出，且当电源电压输出的指示具有相反斜率并且越过第二阈值时降低电源电压输出。
附图说明
图1显示了示例实施例的说明性电子装置。
图2a是示例实施例的独立阈值下冲减小器(reducer)的示意图。
图2b是示例实施例的独立阈值下冲减小器受控的多相降压转换器的示意图。
图3是图2a中的独立阈值下冲减小器的独立阈值时序图。
图4是示例实施例的使用“负”滞后的图2a中的独立阈值下冲减小器的独立阈值的模拟的时序图。
图5是示例实施例的使用单个比较器的图2a中的独立阈值下冲减小器的独立阈值的模拟的时序图。
具体实施方式
系统可以是另一个系统的子系统。如果第一装置耦合到第二装置，该连接可通过直接电连接进行，或经由其它装置和连接通过非直接电连接进行。术语“校准”可包括单词“测试”的意思。术语“输入”可意为PMOS(P型金属氧化物半导体)或NMOS(N型金属氧化物半导体)晶体管的源极或漏极(或甚至控制输入，如上下文指示的栅极)。术语“脉冲”可意为波形的一部分，如“方波”或“锯齿波”波形的一部分。
图1显示了示例实施例的说明性计算装置100。例如，计算装置100是(或并入、或耦合到(例如，连接到))电子系统129，如计算机、电子控制“箱”或显示器、通信设备(包括发送器或接收器)，或可操作以处理信息的任何类型的电子系统。
在一些实施例中，计算装置100包括巨型单元或片上系统(SOC)，其包括控制逻辑，如CPU 112(中央处理器)、存储装置114(例如，随机存取存储器(RAM))和电源110。例如，CPU112可以是CISC型(复杂指令集计算机)CPU、RISC型CPU(精简指令集计算机)、MCU型(微控制器单元)，或数字信号处理器(DSP)。存储装置114(其可以是诸如处理器上(on-processor)缓存、处理器外(off-processor)缓存、RAM、闪存或磁盘存储装置的存储器)存储一个或更多个软件应用130(例如，嵌入式应用)，该软件应用130当由CPU 112执行时执行与计算装置100相关联的任何合适的功能。
CPU 112包括存储从存储装置114频繁访问的信息的存储器和逻辑。计算装置100经常由用户使用UI(用户界面)116控制，其在执行软件应用130期间向用户提供输出并从用户接收输入。使用显示器118、指示灯、扬声器和振动提供输出。使用音频和/或视频输入(如使用语音或图像识别)和电气和/或机械装置(如键盘、开关、接近检测器、陀螺仪和加速度计)接收输入。
CPU 112和电源110耦合到I/O(输入-输出)端口128，其提供界面，该界面被配置以从网络装置131接收输入(和/或向其提供输出)。网络装置131可包括能够与计算装置100点对点和/或网络通信的任何装置(包括测试设备)。计算装置100耦合到外设和/或计算装置，包括有形、非暂时性介质(如闪存)和/或电缆或无线介质。这些和其它输入及输出装置通过外部装置使用无线或电缆连接选择性地耦合到计算装置100。例如，可通过网络装置131访问存储装置114。CPU 112、存储装置114和电源110也可选地耦合到外部电源(未示出)，其被配置以从电源接收功率(如电池、太阳能电池、“火线(live)”电源线、感应场、燃料电池和电容器)。
计算装置100包括功率模块138。功率模块138包括至少一个调节器110。调节器110可操作用于生成至少一个电压输出，其受下冲减小器140保护。在下面相对于图2讨论的实施例中，下冲减小器140包括两个比较器，其中每个比较器具有单独的电压参考。当调节的电压具有负向斜率时，第一比较器将调节的电压(如电源电压输出的指示)与第一电压参考进行比较。当调节的电压具有正向斜率时，第二比较器将调节的电压与第二电压参考进行比较。
例如，下冲减小器140的独立阈值用于避免与单个比较器的固定的滞后相关联的潜在的问题。在设计和/或制造时确定给定比较器的滞后的程度。作为对比，独立阈值准许具有(例如，虚拟)负滞后的设计。例如，负滞后(例如，由两个比较器的独立阈值提供)帮助减少浪费能量。能量得到节省，如通过减少功率模块138的输出过冲电压(其中校正的电压超过目标电压)和下冲电压(其中由于输出电压的反馈控制机制尝试“对准(zero in)”目标电压，过冲电压大幅降低到目标电压以下)。
图2a是示例实施例的独立阈值下冲减小器系统的示意图。独立阈值下冲减小器系统200是下冲减小电路系统，如独立阈值下冲减小器140。独立阈值下冲减小器系统200包括第一比较器210、第一比较器锁存器220、第二比较器230、第二比较器锁存器240、状态机218和功率转换器260。这些包括的组件通常在共同的衬底上形成。
第一比较器210在反相输入端耦合到电压反馈(VFB)信号并且在非反相输入端耦合到下冲减小电压参考(VREF_USR)。例如，第一比较器210具有10mV的滞后，其当第一比较器210的输出响应于VFB和VREF_USR的比较而切换(toggle)时影响输入信号。比较器210被布置以为选择的延迟(例如，如在示例中所示大约200ns)维持任何有效的高输出。选择的延迟帮助确保信号USR被断言的持续时间至少与选择的延迟一样长。
第一比较器210的输出耦合到状态机218的第一比较器锁存器220的输入。第一比较器锁存器220响应于第一比较器210的输出产生第一比较器输出(CO1)信号，如下面参考图3描述的。响应于第一比较器锁存器220的内部锁存器的“清零-负”引脚处的使能信号的断言，初始设置第一比较器锁存器220的状态。
第二比较器230在反向输入端耦合到电压反馈(VFB)信号并且在非反向输入端耦合到偏移下冲减小电压参考(偏移VREF_USR)信号。VREF_USR-OFFSET通过电压源232向下偏移40mV(或其他这样的选择的值)。例如，第二比较器230具有3.5mV的滞后，其当第二比较器230的输出响应于比较VFB和偏移VREF_USR而切换时影响输入信号。
第二比较器可具有的滞后相同于或不同于第一比较器的滞后。在其他示例实施例中，第一比较器210的滞后和第二比较器230的滞后均是10mV。比较器230被布置以为选择的延迟(例如，至少200ns)维持最小有效的高或低信号C02，其帮助确保信号USR至少在选择的延迟时间范围内被断言。
第二比较器230的输出耦合到状态机218的第二比较器锁存器240的输入。第二比较器锁存器240响应于第二比较器230的输出产生第二比较器输出(CO2)信号，如下参考图3描述的。因此，响应于第一比较器锁存器220的当前状态(例如，经由信号CO1)，初始设置第二比较器锁存器240的状态。CO1和CO2信号被输入到状态机218的逻辑250，根据下面参考图3描述的波形其生成下冲减小(USR)信号。
通过非线性控制逻辑262a接收USR信号，而线性反馈控制261电路对接收的电压参考信号(Vref)和电源电压输出(Vout)做出响应以驱动线性控制逻辑262b。根据电感器L和电容器C的值和由非线性控制逻辑262a和线性控制逻辑262b接收的相应的信号，非线性控制逻辑262a和线性控制逻辑262b可操作以驱动功率转换器260的功率晶体管264和266。功率晶体管264是“高侧”场效应晶体管(FET)，然而功率晶体管266是“低侧”FET。电感器L的第一端子耦合在功率晶体管264与功率晶体管266之间(在节点265处)。逻辑262可操作用于将功率施加到电感器L或从电感器L将功率分流。电感器L的第二端子耦合到电容器C的高侧并且耦合到输出电压节点Vout。在操作中，响应于通过非线性控制逻辑262a的信号USR的断言，通常施加额外的功率到电感器L。
负载(在操作期间，负载的量通常变化)可选地耦合到输出电压节点Vout。功率转换器260的输出电压节点耦合到第一比较器210和第二比较器230的相应的反相输入端作为信号VFB。
第二比较器锁存器240对通过第一比较器锁存器220输出的CO1信号做出响应。因此，当信号VFB具有第一(例如，负)斜率时，第一比较器210可操作用于执行第一比较，并且当信号VFB具有第二(例如，正)斜率时，第二转换器230可操作用于执行第二比较。例如，两个比较(每个使用单独的、预定的阈值)允许用于输出电压的下冲减小电路系统的时序独立于用于增加输出电压的命令的时序进行确定。
图2b是示例实施例的独立阈值下冲减小器受控的多相降压转换器的示意图。独立阈值下冲减小器受控的多相降压转换器270包括逻辑272块，其类似于上面相对于图2a讨论的非线性控制逻辑262a。
独立阈值下冲减小器系统逻辑272块耦合到“n”个多相发生器(如相位发生器274、相位发生器276和相位发生器278)。相位发生器274包括高侧/低侧功率晶体管堆叠和电感器L1，相位发生器276包括高侧/低侧功率晶体管堆叠，并且相位发生器278包括高侧/低侧功率晶体管堆叠和电感器Ln。在各种实施例中，多相降压转换器包括两个或更多个相位发生器。逻辑272块可操作以向相位发生器274、276和278中的每个单独提供非线性控制。每个相位发生器的输出耦合(例如，线或(wire-ORed)在一起)到负载280。
图3是图2a的独立阈值下冲减小器的独立阈值的时序图。时序图300包括信号VFB310、第一参考电压(VREF1)320、第二参考电压(VREF2)330、CO1(第一比较器输出)340、CO2(第二比较器输出)350和USR 360。信号VFB310、CO1 340、CO2 350和USR 360类似于上面相对于图2讨论的相应的信号。信号VREF1 320类似于VREF_USR(参考图2在上面讨论的)，而信号VREF2 330类似于偏移VREF_USR(也参考图2在上面讨论的)。
信号VFB 310被说明为具有负斜率部分310a、拐点312和正斜率部分310b。第一比较器210可操作用于将VFB 310信号与VREF1 320信号进行比较。在时间342处，信号VFB 310的(下降)电平降到VREF1 320信号的电平以下。作为响应，CO1 340信号和USR 360信号按顺序在(例如，大约)时间342处被断言。断言USR 360信号使功率转换器260对电感器施加功率使得，在一段时间的延迟之后，信号VFB的下降电压最后在拐点312处恢复并且开始再次上升(如通过信号VFB 310的正斜率部分310b所示)。
在时间352处，信号VFB 310的(下降)电平降到VREF2 330信号的电平以下。VREF2330的值等于VREF1 320的值减去如由电压源232提供的偏移电压(例如，其提供虚拟“负滞后”)。响应于信号VFB 310的电平降到VREF2 330信号的电平以下和CO1 340信号的断言状态，CO2 350信号在(例如，大约)时间342处被断言。
在VFB 310信号没有降到VREF2 330信号的电平以下的情况下，USR信号360被断言并且然后当VFB 310信号上升到VREF1 320信号加滞后312以上时被去断言(例如，通过状态机218)。锁存器220确保USR 360信号的选择的最小有效持续时间(如200ns)。
在时间354处，信号VFB 310的(上升)电平上升到VREF2 330信号的电平加第二比较器的滞后值322(其可相同于或不同于第一比较器的滞后值312)以上。响应于信号VFB310的电平上升到VREF2 330信号的电平加滞后值322以上，CO2 350信号在时间354处被去断言(例如，被驱动为低)。也在时间354处，信号USR 360被去断言。响应于VREF2信号去断言信号USR 360(例如，代替响应于VREF1信号去断言信号USR)允许USR 360信号在更早的时间(例如，与时间344相比的时间354)处被去断言。在更早的时间处去断言信号USR 360帮助避免调节的输出电压的潜在的过冲(如相对于图4和图5在下面讨论的)，其节省了功率。
在时间344处，信号VFB 310的(上升)电平上升到VREF1 320信号的电平加第一比较器的滞后值312以上。响应于信号VFB 310的电平上升到VREF1 320信号的电平加滞后值312以上，CO1 340信号在时间354处被去断言(例如，被驱动为低)。例如，去断言CO1 340信号影响第二比较器锁存器240的内部锁存器的控制信号，使得断言和去断言信号USR 360的循环周期性重复，如相对于图4和图5在下面讨论的。
图4是图2a的独立阈值下冲减小器的第一组独立阈值的模拟时序图。时序图400包括调节的目标电压(RTV)信号410、第一参考电压(VREF1)420、第二参考电压(VREF2)430、VFB 440和USR 450。RTV信号410是下冲减小器电路系统(如下冲减小器140)的目标电压。信号VREF1 420、VREF2 430、VFB 440和USR 450类似于相对于图3在上面讨论的相应的信号。模拟400总体上说明下冲减小电路系统的操作，如相对于图2在上面的描述。
模拟400使用下冲减小系统200操作，下冲减小系统200具有高于USR去耦功率(例如，“断开”功率)阈值474的USR耦合功率(例如，“接通”功率)阈值472。耦合功率阈值472高于USR去耦功率阈值474提供虚拟的(例如，模仿其影响)“负滞后”，如果下冲减小系统200使用单个比较器，其显然将会发生。
信号RTV 410是下冲减小器电路系统的目标电压，其调节信号VFB 440。调节信号VFB 440使得信号VFB 440的电平维持在相对接近但不超过RTV 410的电平(其在这里基本上是恒定的，但在各种应用中可以变化)。
最初，信号VFB 440具有负斜率。在时间450处，信号VFB 440(在耦合功率阈值472处)越过信号VREF1 420(例如，降到其以下)。当信号VFB 440降到信号VREF1 420以下时，信号USR 450被断言，其使功率转换器(例如，其生成信号VFB 440)将功率施加到电感器L。由于功率转换器(例如，降压转换器)的性质，将功率施加到电感器没有立刻引起信号VFB 440的电压上升。因此，信号VFB 440下降到信号VREF2 430以下，并且由于施加响应于断言信号USR 450施加的功率，随后信号VFB 440开始上升(现在具有正斜率)。
在时间452处，信号VFB 440(在去耦功率阈值474处)越过信号VREF2 430(例如，上升到其以上)。当信号VFB 440上升到信号VREF2 430以上时，信号USR 450被去断言，其使功率转换器从电感器L去耦施加的功率。由于功率转换器的性质，去耦施加到电感器的功率没有立刻引起信号VFB 440的电压的下降。因此，信号VFB 440继续上升，上升到信号VREF1420以上，并且靠近信号RTV 410。由于在时间452处从功率转换器的能量元件去耦施加的功率，随着信号VFB 440的电压电平达到电压电平近似等于RTV 410的电压电平，信号VFB 440开始下降。
在时间454处，信号VFB 440下降到信号VREF1 420以下。当信号VFB 440下降到信号VREF1 420以下时，信号USR 450被断言，其再次使功率转换器施加功率到电感器L。由于功率转换器的性质，施加功率到电感器没有立刻引起信号VFB 440的电压的上升。因此，信号VFB 440下降到信号VREF2 430以下，并且由于施加响应于断言信号UER 450施加的功率，随后信号VFB 440开始上升(现在具有正斜率)。
在时间456处，信号VFB 440上升到信号VREF2 430以上。当信号VFB 440上升到信号VREF2 430以上时，信号USR 450被去断言，其使功率转换器从电感器L去耦施加的功率。
在时间458处，信号VFB 440下降到信号VREF2 430以下(没有首先上升到信号VREF1 420以上)。信号VFB 440可下降到信号VREF2 420以下(例如，没有首先上升到信号VREF1 420以上)，如由于负载瞬间增加(以及不耦合功率到电感器L)。当信号VFB 440下降到信号VREF2 430以下时(在时间458处)，信号USR 450被断言，其再次使功率转换器施加功率到电感器L。由于功率转换器的性质，施加功率到电感器没有立刻引起信号VFB 440的电压上升。因此，信号VFB 440下降到信号VREF2 430以下，并且由于施加响应于断言信号UER450施加的功率，随后信号VFB 440开始上升(现在具有正斜率)。
在时间460处，信号VFB 440上升到信号VREF2 430以上。当信号VFB 440上升到信号VREF2 430以上时，信号USR 450再次被去断言，其使功率转换器从电感器L去耦施加的功率。信号VFB 440继续上升，上升到信号VREF1 420以上，并且靠近信号RTV 410。由于在时间452处从功率转换器的能量元件去耦施加的功率，随着信号VFB 440的电压电平达到电压电平近似等于RTV 410的电压电平，信号VFB 440开始下降。
在时间462处，信号VFB 440下降到信号VREF1 420以下，并且作为响应，信号USR450被断言，其使功率转换器施加功率到电感器L。信号VFB 440下降到信号VREF2 430以下并且随后信号VFB 440开始上升。
在时间464处，信号VFB 440上升到信号VREF2 430以上，并且作为响应，信号USR450被去断言，其使功率转换器从电感器L去耦施加的功率。信号VFB 440继续上升，上升到信号VREF1 420以上，并且靠近信号RTV 410的电平，此处信号VFB 440再次开始下降。
在时间466处，信号VFB 440下降到信号VREF1 420以下，并且作为响应，信号USR450被断言，其再次使功率转换器施加功率到电感器L。信号VFB 440下降到信号VREF2 430以下并且随后信号VFB 440开始上升。
在时间468处，信号VFB 440上升到信号VREF2 430以上，并且作为响应，信号USR450被去断言，其使功率转换器从电感器L去耦施加的功率。再次，由于例如改变负载因素，信号VFB 440开始下降且还没有达到信号VREF1 420的电压电平。
在时间470处，信号VFB 440下降到信号VREF2 430以下(还没有上升到信号VREF1420的电平以上)，并且作为响应，信号USR 450被断言，其再次使功率转换器施加功率到电感器L，随后，由于施加响应于断言信号USR450施加的功率，信号VFB 440继续下降并且然后开始上升(现在具有正斜率)。
因此，状态机218的逻辑对响应于信号VFB 440下降到信号VREF1 420以下而断言信号USR 450做出响应。下冲电压减小器的逻辑也对响应于信号VFB 440下降到信号VREF2430以下且没有首先上升到信号VREF1 420的电平以上而断言信号USR 450做出响应。
图5是示例实施例的使用单个比较器的图2a中的独立阈值下冲减小器的独立阈值的模拟的时序图。时序图500包括信号最大电压(RTV)510、第一参考电压(VREF1)520、第二参考电压(VREF2)530、VFB 540和USR 550。信号RTV 510是下冲减小器电路系统(如下冲减小器140)的目标电压。信号VREF1 520、VREF2 530、VFB 540和USR 550类似于如相对于图3在上面讨论的相应的信号。模拟500总体上说明下冲减小电路系统的操作，如相对于图2在上面讨论的。
与使用下冲减小系统200的模拟400形成对比，模拟500使用具有USR去耦功率阈值574的下冲减小系统操作，USR去耦功率阈值574高于USR耦合功率阈值572。去耦功率阈值574高于USR耦合功率阈值572提供虚拟的(例如，模仿其影响)额外的“正滞后”，如果下冲减小系统(例如，只)使用单个比较器，其似乎将会发生。
信号RTV 510是下冲减小器电路系统的目标电压。调节信号VFB 540使得信号VFB540的电平维持在电平相对接近RTV 510的电平(其在这里基本上是恒定的，但在各种实施例中可以变化)。
最初，信号VFB 540具有负斜率。在时间550处，信号VFB 540(在耦合功率阈值572处)下降到信号VREF2 530以下。当信号VFB 540下降到信号VREF2 530以下时，信号USR 550被断言，其使功率转换器(例如，生成信号VFB 540)施加功率到电感器L。由于功率转换器(例如，降压转换器)的性质，施加功率到电感器没有立刻引起信号VFB 540的电压上升。因此，信号VFB 540继续下降但是由于施加响应于断言信号USR 550施加的功率而恢复(现在具有正斜率)。
在时间552处，信号VFB 540(在去耦功率阈值574处)上升到信号VREF1 520以上。当信号VFB 540上升到信号VREF2 5200以上时，信号USR 550被去断言，其使功率转换器从电感器L去耦施加的功率。由于功率转换器的性质，去耦施加到电感器的功率没有立刻引起信号VFB 540的电压下降。因此，信号VFB 540继续上升并且靠近信号RTV 510。由于在时间552处从功率转换器的能量元件去耦施加的功率，随着信号VFB 540的电压电平达到电压电平近似等于RTV 510的电压电平，信号VFB 540开始下降。
在时间554处，首先信号VFB 540下降到信号VREF1 520以下，并且然后其次下降到信号VREF2 530以下。当信号VFB 540下降到信号VREF2 530以下时，信号USR 550被断言，其再次使功率转换器施加功率到电感器L。因此，信号VFB 540继续下降，但是由于施加响应于断言信号USR 550施加的功率，然后恢复(现在具有正斜率)。再次，由于例如改变负载因素，信号VFB 540开始再次下降且还没有达到信号VREF2 530的电压电平。随着继续施加响应于断言信号USR 550施加的功率，信号VFB 540(一段延迟之后)恢复并且开始再次上升。信号USR 550在这段时间内(例如，从时间554到时间556)保持断言。
在时间556处，信号VFB 540上升到信号VREF1 520以上。当信号VFB 540上升到信号VREF1 520以上时，信号USR 550被去断言，其使功率转换器从电感器L去耦施加的功率。因此，信号VFB 540靠近信号RTV 510的电平并且随后开始下降。
在时间558处，信号VFB 540下降到信号VREF2 530以下。当信号VFB 540下降到信号VREF2 520以下时，信号USR 550被断言，其再次使功率转换器施加功率到电感器L。因此，信号VFB 540下降到信号VREF2 530以下，并且由于施加响应于断言信号USR 550施加的功率，随后信号VFB 540开始上升(现在具有正斜率)。
在时间560处，信号VFB 540上升到信号VREF1 520以上。当信号VFB 540上升到信号VREF1 520以上时，信号USR 550被去断言，其使功率转换器从电感器L去耦施加的功率。因此，信号VFB 540靠近信号RTV 510的电平并且随后开始下降。
在时间562处，信号VFB 540下降到信号VREF2 530以下。当信号VFB 540下降到信号VREF2 520以下时，信号USR 550被断言，其再次使功率转换器施加功率到电感器L。因此，信号VFB 540下降到信号VREF2 530以下，并且由于施加响应于断言信号USR 550施加的功率，随后信号VFB 540开始上升(现在具有正斜率)。再次，由于例如改变负载因素，信号VFB540开始下降且还没有达到信号VREF2 530的电压电平。随着继续施加响应于断言信号USR550施加的功率，信号VFB 540(一段延迟之后)恢复并且开始再次上升。信号USR 550在这段时间内(例如，从时间562到时间564)保持断言。
因此，下冲电压减小器的状态机(例如，状态机250)对响应于信号VFB 540下降到信号VREF1 520以下而断言信号USR 550做出响应，并且对响应于信号VFB 540下降到信号VREF2 530以下且还没有上升到信号VREF1 520的电平以上而断言信号USR 550做出响应。
在一个实施例中，控制器(例如，如微控制器或数字信号处理器)用于控制下冲减小电路系统的一个或更多个属性。一些变量是软件可编程的，其允许更灵活地实施公开的控制技术并且提供增强的自适应调整能力以适应动态变化的条件，从而优化系统性能。其它变量通过修整可修整的电阻器可在制造过程中进行编程(例如，来补偿批次特性)，以提高操作稳定性和准确性。
在各种实施例中，可硬件或软件实施、内部或外部实施上面描述的组件，并且这些组件可与本文中说明的其它模块和组件分享功能。例如，可在装置外面和/或在其上形成下冲减小电路系统的衬底外面实施功率转换器的切换部分。
在描述的实施例中修改是可能的，并且在权利要求的范围内其它实施例是可能的。

Claims (20)

1.一种用于电压下冲控制的电路，其包括：
第一比较器，其可操作用于将电源电压输出的指示与第一阈值进行比较；
第二比较器，其可操作用于将所述电源电压输出的指示与第二阈值进行比较；以及
控制器，其可操作用于生成第一功率控制信号，以当所述电源电压输出的指示越过所述第一阈值且当所述电源电压输出具有第一斜率时，提高所述电源电压输出，并且当所述电源电压输出的指示越过所述第二阈值且当所述电源电压输出具有与所述第一斜率方向相反的第二斜率时，降低所述电源电压输出。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一阈值高于所述第二阈值。
3.根据权利要求2所述的电路，其中所述控制器可操作用于生成第二功率控制信号，以当所述电源电压输出的指示越过所述第二阈值且当所述电源电压输出具有所述第一斜率时且当没有提高提高电源电压的信号已被断言时提高所述电源电压。
4.根据权利要求3所述的电路，其中所述第一功率控制信号和所述第二功率控制信号是相同的功率控制信号。
5.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一斜率是负斜率并且所述第二斜率是正斜率。
6.根据权利要求1所述的电路，其中所述第二阈值低于所述第一阈值。
7.根据权利要求6所述的电路，其中生成所述第一功率控制信号以在至少选择的一段时间内提高所述电源电压输出。
8.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一功率控制信号对用于锁存所述第一比较器的输出的第一比较器锁存器做出响应，并且对用于锁存所述第二比较器的输出的第二比较器锁存器做出响应。
9.根据权利要求8所述的电路，其中所述控制器包括状态机，所述状态机对所述第一比较器锁存器和所述第二比较器锁存器的信号做出响应。
10.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一阈值高于所述第二阈值，其中所述第一阈值等于第一电压参考信号，并且其中所述第二阈值等于第二电压参考信号和所述第二比较器的滞后电压之和。
11.一种电压调节系统，其包括：
电源，其可操作用于生成电源电压输出；
第一比较器，其可操作用于将所述电源电压输出的指示与第一阈值进行比较；
第二比较器，其可操作用于将所述电源电压输出的指示与第二阈值进行比较；以及
控制器，其可操作用于当所述电源电压输出的指示越过所述第一阈值且当所述电源电压输出具有第一斜率时，用信号通知所述电源提高所述电源电压输出，并且当所述电源电压输出的指示越过所述第二阈值且当所述电源电压输出具有与所述第一斜率方向相反的第二斜率时，用信号通知所述电源降低所述电源电压输出。
12.根据权利要求11所述的系统，其中所述电源包括多相降压转换器。
13.根据权利要求11所述的系统，其中所述电源可操作用于通过耦合功率到电感器提高所述电源电压输出，并且用于通过从所述电感器去耦功率降低所述电源电压输出。
14.根据权利要求13所述的系统，其中通过闭合相应的场效应晶体管即FET晶体管耦合功率到所述电感器，并且通过断开所述相应的FET晶体管从所述电感器去耦功率。
15.根据权利要求所述的系统，其中所述第一阈值是下冲参考电压，并且其中所述第二阈值等于所述第一阈值电压减去电压偏移加所述第二比较器的滞后值。
16.一种方法，包括：
将电源电压输出的指示与第一阈值进行比较；
将所述电源电压输出的指示与第二阈值进行比较；以及
生成功率控制信号，以当所述电源电压输出的指示越过所述第一阈值且当所述电源电压输出具有第一斜率时，提高所述电源电压输出，并且当所述电源电压输出的指示越过所述第二阈值且当所述电源电压具有与所述第一斜率方向相反的第二斜率时，降低所述电源电压输出。
17.根据权利要求16所述的电路，其中所述第一阈值高于所述第二阈值。
18.根据权利要求17所述的电路，其中生成所述功率控制信号，以当所述电源电压输出的指示上升到所述第二阈值以上时且当没有提高提高电源电压的信号已被断言时提高所述电源电压。
19.根据权利要求16所述的电路，其中所述第一斜率是负斜率并且所述第二斜率是正斜率。
20.根据权利要求16所述的电路，其中所述第一斜率是正斜率并且所述第二斜率是负斜率。
CN201680032991.9A 2015-04-13 2016-04-13 一种用于电压下冲控制的电路、电压调节系统及方法 Active CN107735739B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/685,590 2015-04-13
US14/685,590 US9817414B2 (en) 2015-04-13 2015-04-13 Undershoot reduction
PCT/US2016/027336 WO2016168333A1 (en) 2015-04-13 2016-04-13 Undershoot reduction

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107735739A true CN107735739A (zh) 2018-02-23
CN107735739B CN107735739B (zh) 2020-01-21

Family

ID=57111740

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680032991.9A Active CN107735739B (zh) 2015-04-13 2016-04-13 一种用于电压下冲控制的电路、电压调节系统及方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9817414B2 (zh)
CN (1) CN107735739B (zh)
WO (1) WO2016168333A1 (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10326370B2 (en) * 2016-06-02 2019-06-18 Semiconductor Components Industries, Llc Controlling output voltage for power converter
US9819265B1 (en) * 2016-09-14 2017-11-14 Texas Instruments Incorporated Multiphase power controller with dynamic phase management

Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6456170B1 (en) * 1999-06-01 2002-09-24 Fujitsu Limited Comparator and voltage controlled oscillator circuit
KR20030055995A (ko) * 2001-12-27 2003-07-04 삼성전자주식회사 내부전압의 오버슈트 및 언더슈트를 억제할 수 있는내부전압 발생회로 및 내부전압 발생방법
US6970392B1 (en) * 2001-06-29 2005-11-29 Cypress Semiconductor Corp. High speed asynchronous and programmable state machine for generating almost full synchronous flags in a synchronous FIFO
US7423414B1 (en) * 2005-08-04 2008-09-09 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for switching regulator with compensation delay for output voltage error correction
CN101341647A (zh) * 2005-11-17 2009-01-07 凌力尔特公司 开关调节器斜率补偿产生器电路
US20100085110A1 (en) * 2008-10-08 2010-04-08 Seagate Technology Llc Integrated Circuit Active Power Supply Regulation
US20110037448A1 (en) * 2009-08-17 2011-02-17 Richtek Technology Corporation Switching regulator with transient control function and control circuit and method therefor
US7982445B1 (en) * 2007-11-08 2011-07-19 National Semiconductor Corporation System and method for controlling overshoot and undershoot in a switching regulator
CN102684494A (zh) * 2011-03-17 2012-09-19 中兴通讯股份有限公司 一种电源调制方法及电源调制器
CN102891596A (zh) * 2012-09-27 2013-01-23 成都芯源系统有限公司 控制电路、开关变换器及其控制方法
CN103532391A (zh) * 2012-07-06 2014-01-22 电力系统技术有限公司 用于功率变换器的控制器及其操作方法
US8823419B1 (en) * 2013-03-11 2014-09-02 Analog Devices Technology Ping pong comparator voltage monitoring circuit

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8963521B2 (en) * 2007-06-08 2015-02-24 Intersil Americas LLC Power supply with a magnetically uncoupled phase and an odd number of magnetically coupled phases, and control for a power supply with magnetically coupled and magnetically uncoupled phases

Patent Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6456170B1 (en) * 1999-06-01 2002-09-24 Fujitsu Limited Comparator and voltage controlled oscillator circuit
US6970392B1 (en) * 2001-06-29 2005-11-29 Cypress Semiconductor Corp. High speed asynchronous and programmable state machine for generating almost full synchronous flags in a synchronous FIFO
KR20030055995A (ko) * 2001-12-27 2003-07-04 삼성전자주식회사 내부전압의 오버슈트 및 언더슈트를 억제할 수 있는내부전압 발생회로 및 내부전압 발생방법
US7423414B1 (en) * 2005-08-04 2008-09-09 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for switching regulator with compensation delay for output voltage error correction
CN101341647A (zh) * 2005-11-17 2009-01-07 凌力尔特公司 开关调节器斜率补偿产生器电路
US7982445B1 (en) * 2007-11-08 2011-07-19 National Semiconductor Corporation System and method for controlling overshoot and undershoot in a switching regulator
US20100085110A1 (en) * 2008-10-08 2010-04-08 Seagate Technology Llc Integrated Circuit Active Power Supply Regulation
US20110037448A1 (en) * 2009-08-17 2011-02-17 Richtek Technology Corporation Switching regulator with transient control function and control circuit and method therefor
CN102684494A (zh) * 2011-03-17 2012-09-19 中兴通讯股份有限公司 一种电源调制方法及电源调制器
CN103532391A (zh) * 2012-07-06 2014-01-22 电力系统技术有限公司 用于功率变换器的控制器及其操作方法
CN102891596A (zh) * 2012-09-27 2013-01-23 成都芯源系统有限公司 控制电路、开关变换器及其控制方法
US8823419B1 (en) * 2013-03-11 2014-09-02 Analog Devices Technology Ping pong comparator voltage monitoring circuit

Also Published As

Publication number Publication date
US9817414B2 (en) 2017-11-14
CN107735739B (zh) 2020-01-21
WO2016168333A1 (en) 2016-10-20
US20160299520A1 (en) 2016-10-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7202644B2 (en) DC—DC converting method and apparatus
US9831780B2 (en) Buck-boost converter and method for controlling buck-boost converter
US8674669B2 (en) Switching regulator with a single inductor in a multiple output power supply configuration
TW202019070A (zh) 高頻寬共振功率轉換器及用於功率轉換之方法
US9030184B2 (en) DC-DC converter and voltage conversion method thereof
US20140266119A1 (en) Non-linear control for voltage regulator
CN104022627B (zh) 控制电路以及电源变换器
US9515550B2 (en) Inductor current zero-crossing detection method and circuit and switching power supply thereof
CN103475223A (zh) 降压型转换器
US20170005503A1 (en) Battery Charging System with a Regulation Loop
US20170279349A1 (en) High efficiency charge pump with auxiliary input operative to optimize conversion ratio
CN104660013A (zh) 电源共享装置及方法
CN108512538A (zh) 功率变换器及其控制电路和控制方法
CN101483386B (zh) 直流转直流变换器
US9847720B2 (en) SIDO power converter operable in discontinuous conduction mode and control method thereof
US11716020B2 (en) SCC-based DC-DC power conversion system capable of receiving switching control adjustable by output voltage thereof, and power conversion method thereof
US10439597B1 (en) Duty locked loop circuit
CN107735739A (zh) 下冲减小
US10008926B2 (en) Switched capacitor DC-DC power converter circuit and voltage output method using the same
TWI741625B (zh) 用於功率級的自動電流共享的功率轉換系統
CN101997436B (zh) 多输出返驰式电源供应器及其二次侧后稳压电路
CN103427617A (zh) 电源电路
US9843257B2 (en) Set point independent regulation of a switched mode power converter
WO2020242786A1 (en) Techniques for controlling a single-inductor multiple-output (simo) switched-mode power supply (smps)
JP5052333B2 (ja) スイッチングレギュレータおよびその制御方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant