CN107733270B - 级联h桥型光伏并网逆变器的控制及调制策略 - Google Patents

级联h桥型光伏并网逆变器的控制及调制策略 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种级联H桥型光伏并网逆变器的控制及调制策略，属于光伏发电领域。该方法可以实现级联H桥型光伏并网逆变器的在线低频调制策略，同时兼顾直流侧电容电压的均衡控制。主要步骤如下：(1)通过比例积分调节器对总直流侧电容电压进行控制并得到并网电流指令值的幅值；(2)使用比例谐振调节器实现对电网电流的无静差控制，同时产生逆变器的总调制波；(3)分配每个H桥模块的运行模式，实现在线低频调制策略。所述方法无须实时计算电平切换时刻和H桥模块的投入时间，实施简单且计算量较小。

Description

级联H桥型光伏并网逆变器的控制及调制策略
技术领域
本发明属于电气工程领域的光伏发电技术，具体涉及一种级联H桥型光伏并网逆变器的控制及调制策略。
背景技术
与传统逆变器相比，级联H桥型多电平逆变器具有电网电流谐波含量低、滤波器体积小且易于模块化等优点，因此得到了众多学者的关注。此外，级联H桥多电平逆变器每个模块的直流侧可由一块光伏电池独立供电，使其独立的最大功率点追踪控制成为可能，因此级联H桥多电平拓扑结构尤其适用于光伏并网逆变器。
级联H桥逆变器的重点内容之一是对其调制策略的研究，调制策略的优劣直接影响其性能。通常，根据开关频率的不同，级联H桥逆变器的调制策略可分为低开关频率调制和高开关频率调制。其中，高开关频率调制技术主要包括载波水平移相调制(CPSPWM)和载波垂直移相调制(PWPWM)。常用的低开关频率调制技术主要有选择性谐波消除法(SHE)和最近电平调制(NLM)。低开关频率调制能降低级联H桥逆变器的开关损耗，进一步提高逆变器的效率。
文献“A.Kavousi,B.Vahidi,R.Salehi,M.K.Bakhshizadeh,N.Farokhnia,andS.H.Fathi,Application of the bee algorithm for selective harmonic eliminationstrategy in multilevel inverter.IEEE Trans.Power Electron.,vol.27,no.4,pp.1689-1696,Apr.2012.”(A.Kavousi,B.Vahidi,R.Salehi,M.K.Bakhshizadeh,N.Farokhnia,and S.H.Fathi，选择性谐波消除策略在多电平逆变器的应用，IEEE电力电子杂志，2012年4月第27卷4期，第1689页到1696页)提及一种选择性谐波消除调制策略，该策略是一种离线调制方法，不便于实际应用。最近电平调制策略也可用于在线调制，但当H桥模块数目较多时，需要解高阶非线性超越方程组，复杂的求解过程给实际应用带来诸多困难。
文献“H.Pengfei and J.Daozhuo,A level-increased nearest levelmodulation method for a modular multilevel converters.IEEE Trans.PowerElectron.,vol.31,no.4,pp.1836-1842,Apr.2015.”(H.Pengfei and J.Daozhuo，一种模块化多电平变换器的最近电平调制策略，IEEE电力电子杂志，2015年4月第31卷4期，第1836页到1842页)以及文献“L.Lei,L.Yizhe,H.Zhen,C.Yu,H.Jiabing and L.Wuhua,Improvednearest-level modulation for a modular multilevel converter with a lowersubmodule number.IEEE Trans.Power Electron.,vol.31,no.8,pp.5369-5377,Aug.2016.”(L.Lei,L.Yizhe,H.Zhen,C.Yu,H.Jiabing and L.Wuhua，适用于较少子模块数目的模块化多电平变换器的改进型最近电平调制策略，IEEE电力电子杂志，2016年8月第31卷8期，第5369页到5377页)提出一种适用于模块化多电平变换器的最近电平调制策略，它可以实现在线调制。然而该方法需要计算各个电平的转换时刻，而且这种计算是在所有H桥模块直流侧电压都相等时得出的。然而，当级联H桥逆变器应用在光伏发电领域时，每个H桥模块都进行独立的MPPT控制，直流侧电容电压可能会差异较大，因此电平转换时刻的计算比较麻烦。
综上所述，现有级联H桥型逆变器的低开关频率调制策略还存在如下缺点：
1)选择性谐波消除策略用于在线调制时，若H桥模块数较多，需要解高阶非线性超越方程组，难以在实际中应用。
2)现有的最近电平调制策略应用在光伏发电领域时，因直流侧电压存在差异，每个电平的转换时刻得计算比较麻烦。
发明内容
本发明要解决的问题就是克服上述各种方案的局限性，提出一种级联H桥型光伏并网逆变器的控制及其调制策略，不但能够实现在线的低开关频率调制，而且易于实施。
为了解决本发明的技术问题，所采用的技术方案为：
1、一种级联H桥型光伏并网逆变器的控制及调制策略，所述的级联H桥型光伏并网逆变器包括N个相同的H桥单元，每个H桥单元的直流侧都分别连接一块光伏电池，其特征在于，本发明包括总直流侧电容电压的均衡控制、并网电流控制和低开关频率调制策略，步骤如下：
步骤1，总直流侧电容电压的均衡控制
步骤1.1，分别对N个H桥单元的直流侧电容电压和光伏电池输出电流进行采样，得到N个H桥单元的直流侧电容电压采样值和对应的N个H桥单元的光伏电池输出电流采样值，并分别记为Vdci和IPVi，i＝1,2,…,N；
步骤1.2，根据步骤1.1得到的N个H桥单元的直流侧电容电压采样值Vdci和N个H桥单元的光伏电池输出电流采样值IPVi，分别对N个H桥单元所连接的光伏电池进行最大功率点追踪，得到N个H桥单元的直流侧电容电压指令值i＝1,2,…,N；
步骤1.3，通过电压调节器，计算得到逆变器并网电流指令值的幅值Ig，其计算式为：
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；
步骤2，并网电流控制
步骤2.1，分别对电网电压和并网电流进行采样，得到电网电压采样值vg和并网电流采样值ig；
步骤2.2，使用数字锁相环对步骤2.1得到的电网电压采样值vg进行锁相，得到电网电压相位角θ，再根据步骤1.3计算得到的并网电流指令值的幅值Ig，可以计算并网电流的指令值其计算式为：
其中，cos(θ)表示电网电压相位角θ的余弦值；
步骤2.3，通过电流调节器，计算得到级联H桥型逆变器的总调制波vr，其计算式为：
其中，KP和Kr分别为电流调节器的比例系数和谐振系数，ωc为截止频率，s为拉普拉斯算子，ω0为电网电压的角频率；
步骤3，低开关频率调制策略
步骤3.1，分别计算N个H桥单元的直流侧电容电压采样值Vdci与对应直流侧电容电压指令值的差值Verri，其计算式为：
步骤3.2，每隔固定时间Tsort对Verri按从小到大的顺序排序一次，排序后的值按从小到大的顺序依次记为Vupi，i＝1,2,…,N，与按从小到大的顺序排列的Vupi对应的直流侧电容电压采样值Vdci记为正排序后的直流侧电容电压采样值Vi，i＝1,2,…,N；再对Verri按从大到小的顺序排序一次，排序后的值按从大到小的顺序依次记为Vdowni，i＝1,2,…,N，与按从大到小的顺序排列的Vdowni对应的直流侧电容电压采样值Vdci记为反排序后的直流侧电容电压采样值Ui，i＝1,2,…,N；
步骤3.3，对Verri按从小到大的顺序进行排序后，N个正排序后的直流侧电容电压采样值Vi将总调制波vr分成N个电压区间；对Verri按从大到小的顺序进行排序后，N个反排序后的直流侧电容电压采样值Ui将总调制波vr分成N个电压区间；逆变器的总调制波vr是按照正弦规律变化的信号，根据当前总调制波vr的值可以计算在上述两种排序模式下总调制波vr所处的电压区间，分别记为Kx和Ky，其计算式如下：
其中，|vr|为总调制波vr的绝对值；
步骤3.4，分别定义两个表达式I和II，如下所示：
I：
II：
步骤3.5，规定第i个H桥单元运行于“+1”模式表示该H桥单元交流侧输出电压为Vdci，第i个H桥单元运行于“0”模式表示该H桥单元交流侧输出电压为0，第i个H桥单元运行于“-1”模式表示该H桥单元交流侧输出电压为-Vdci，i＝1,2,…,N；根据总调制波vr的极性、并网电流采样值ig的极性以及表达式I和表达式II，确定N个H桥单元的运行模式：
(1)vr>0，ig>0且表达式II成立
按步骤3.2所述的从大到小的顺序对Verri进行排序，反排序后的直流侧电容电压采样值为U1,U2,…,UKy的H桥单元运行于“+1”电平模式，反排序后的直流侧电容电压采样值为U(Ky+1),U(Ky+2),…,UN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(2)vr>0，ig>0且表达式II不成立
按步骤3.2所述的从大到小的顺序对Verri进行排序，反排序后的直流侧电容电压采样值为U1,U2,…,UKy-1的H桥单元运行于“+1”电平模式，反排序后的直流侧电容电压采样值为UKy,U(Ky+1),…,UN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(3)vr>0，ig<0且表达式I成立
按步骤3.2所述的从小到大的顺序对Verri进行排序，正排序后的直流侧电容电压采样值为V1,V2,…,VKx的H桥单元运行于“+1”电平模式，正排序后的直流侧电容电压采样值为V(Kx+1),V(Kx+2),…,VN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(4)vr>0，ig<0且表达式I不成立
按步骤3.2所述的从小到大的顺序对Verri进行排序，正排序后的直流侧电容电压采样值为V1,V2,…,V(Kx-1)的H桥单元运行于“+1”电平模式，正排序后的直流侧电容电压采样值为VKx,V(Kx+1),…,VN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(5)vr<0，ig>0且表达式I成立
按步骤3.2所述的从小到大的顺序对Verri进行排序，正排序后的直流侧电容电压采样值为V1,V2,…,VKx的H桥单元运行于“-1”电平模式，正排序后的直流侧电容电压采样值为V(Kx+1),V(Kx+2),…,VN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(6)vr<0，ig>0且表达式I不成立
按步骤3.2所述的从小到大的顺序对Verri进行排序，正排序后的直流侧电容电压采样值为V1,V2,…,V(Kx-1)的H桥单元运行于“-1”电平模式，正排序后的直流侧电容电压采样值为VKx,V(Kx+1),…,VN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(7)vr<0，ig<0且表达式II成立
按步骤3.2所述的从大到小的顺序对Verri进行排序，反排序后的直流侧电容电压采样值为U1,U2,…,UKy的H桥单元运行于“-1”电平模式，反排序后的直流侧电容电压采样值为U(Ky+1),U(Ky+2),…,UN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(8)vr<0，ig<0且表达式II不成立
按步骤3.2所述的从大到小的顺序对Verri进行排序，反排序后的直流侧电容电压采样值为U1,U2,…,UKy-1的H桥单元运行于“-1”电平模式，反排序后的直流侧电容电压采样值为UKy,U(Ky+1),…,UN的H桥单元运行于“0”电平模式。
本发明相对现有技术的有益效果是：
1、实现了级联H桥型逆变器的在线低频调制策略，有助于提高逆变器的效率。
2、实现低频调制的同时兼顾了直流侧电容电压的均衡控制。
3、所述的调制策略实施简单，无须实时计算电平切换时刻和每个H桥模块的投入时间。
4、所述方案方便实现级联H桥逆变器的集中式控制，因为每个H桥的运行模式都是由主控制器计算的。
附图说明
图1是本发明实施的单相级联H桥型光伏并网逆变器的主电路拓扑结构。
图2是本发明实施的单相级联H桥型光伏并网逆变器的控制框图。
图3是本发明所述低开关频率调制策略的流程图。
图4是本发明实施例按照正排序时总调制波区间划分示意图，
图5是本发明实施例按照反排序时总调制波区间划分示意图。
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明做进一步清楚、完整地描述。
图1为本发明实施的单相级联H桥型光伏并网逆变器主电路拓扑结构，包括含N个相同的H桥单元，每个H桥单元都由四个全控型开关器件组成。每个H桥前端各并联一个电解电容Ci，i＝1,2,…，N，每个电解电容分别与一块光伏电池PVi，(i＝1,2,…，N连接。所有H桥的交流侧输出相互串联后，通过滤波电感L1和L2与电网连接，其中R1和R2分别为滤波电感L1和L2的等效电阻。图中Vdci和IPVi，i＝1,2,…，N分别表示第i个H桥单元直流侧电容电压采样值和对应的光伏组件输出电流采样值，vg和ig分别表示电网电压采样值和并网电流采样值。本实施中，每个H桥单元前级并联的电容Ci均为27.2mF，i＝1,2,…，N，滤波电感L1＝L2＝0.75mH，其等效电阻R1＝R2＝0.005Ω，电网电压的幅值和频率分别为90V和50Hz。
图2为本发明实施的单相级联H桥型光伏并网逆变器控制框图，它由一个主控制器和N个H桥控制器组成。H桥控制器实现光伏组件的最大功率点追踪(MPPT—Maximum PowerPoint Tracking)控制以及根据主控制器计算的H桥单元运行模式生成开关驱动信号。主控制器实现总直流侧电容电压的均衡控制、并网电流控制和低开关频率调制策略。总直流侧电容电压通过典型的比例积分控制器可以实现无静差控制，并网电流的控制可由比例谐振控制器完成。
图3是本发明所述低开关频率调制策略的流程图。由该图可见，步骤3包括计算N个H桥单元直流侧电容电压采样值与对应直流侧电容电压指令值的差值、排序、判断调制波所在区域及模式选择环节。
参见图1-图3，本发明的实施过程如下：
一种级联H桥型光伏并网逆变器的控制及调制策略，所述的级联H桥型光伏并网逆变器包括N个相同的H桥单元，每个H桥单元的直流侧都分别连接一块光伏电池。
本发明包括总直流侧电容电压的均衡控制、并网电流控制和低开关频率调制策略。具体步骤如下：
步骤1，总直流侧电容电压的均衡控制
步骤1.1，分别对N个H桥单元的直流侧电容电压和光伏电池输出电流进行采样，得到N个H桥单元的直流侧电容电压采样值和对应的N个H桥单元的光伏电池输出电流采样值，并分别记为Vdci和IPVi，i＝1,2,…,N；
步骤1.2，根据步骤1.1得到的N个H桥单元的直流侧电容电压采样值Vdci和N个H桥单元的光伏电池输出电流采样值IPVi，分别对N个H桥单元所连接的光伏电池进行最大功率点追踪，得到N个H桥单元的直流侧电容电压指令值i＝1,2,…,N；
步骤1.3，通过电压调节器，计算得到逆变器并网电流指令值的幅值Ig，其计算式为：
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子。
电压调节器比例系数KVP和电压调节器积分系数KVI按照常规并网逆变器进行设计，本实施中，K VP＝0.4，K VI＝0.01。
步骤2，并网电流控制
步骤2.1，分别对电网电压和并网电流进行采样，得到电网电压采样值vg和并网电流采样值ig；
步骤2.2，使用数字锁相环对步骤2.1得到的电网电压采样值vg进行锁相，得到电网电压相位角θ，再根据步骤1.3计算得到的并网电流指令值的幅值Ig，可以计算并网电流的指令值其计算式为：
其中，cos(θ)表示电网电压相位角θ的余弦值；
步骤2.3，通过电流调节器，计算得到级联H桥型逆变器的总调制波vr，其计算式为：
其中，KP和Kr分别为电流调节器的比例系数和谐振系数，ωc为截止频率，s为拉普拉斯算子，ω0为电网电压的角频率。本实施中，ω0＝100πrad/s，ωc＝π，KP＝3.2，Kr＝450。
步骤3，低开关频率调制策略
步骤3.1，分别计算N个H桥单元的直流侧电容电压采样值Vdci与对应直流侧电容电压指令值的差值Verri，其计算式为：
步骤3.2，每隔固定时间Tsort对Verri按从小到大的顺序排序一次，排序后的值按从小到大的顺序依次记为Vupi，i＝1,2,…,N，与按从小到大的顺序排列的Vupi对应的直流侧电容电压采样值Vdci记为正排序后的直流侧电容电压采样值Vi，i＝1,2,…,N；再对Verri按从大到小的顺序排序一次，排序后的值按从大到小的顺序依次记为Vdowni，i＝1,2,…,N，与按从大到小的顺序排列的Vdowni对应的直流侧电容电压采样值Vdci记为反排序后的直流侧电容电压采样值Ui，i＝1,2,…,N；本实施中Tsort＝0.002s，该时间即为H桥单元运行模式的切换时间。
步骤3.3，对Verri按从小到大的顺序进行排序后，N个正排序后的直流侧电容电压采样值Vi将总调制波vr分成N个电压区间；对Verri按从大到小的顺序进行排序后，N个反排序后的直流侧电容电压采样值Ui将总调制波vr分成N个电压区间；逆变器的总调制波vr是按照正弦规律变化的信号，根据当前总调制波vr的值可以计算在上述两种排序模式下总调制波vr所处的电压区间，分别记为Kx和Ky，其计算式如下：
其中，|vr|为总调制波vr的绝对值；
实际系统运行时，总调制波vr是按照正弦规律时变的周期信号，其频率与电网电压采样值vg的频率相同。当vr的值发生改变时，它所处于的电压区间也在不断地变化，因此可以根据当前vr的值计算在上述两种排序模式下vr所处的电压区间。总调制波vr在上述两种排序模式下的区间划分示意图如图4、图5所示，其中图4是按照正排序时总调制波区间划分示意图，图5是按照反排序时总调制波区间划分示意图。
步骤3.4，分别定义两个表达式I和II，如下所示：
I：
II：
步骤3.5，规定第i个H桥单元运行于“+1”模式表示该H桥单元交流侧输出电压为Vdci，第i个H桥单元运行于“0”模式表示该H桥单元交流侧输出电压为0，第i个H桥单元运行于“-1”模式表示该H桥单元交流侧输出电压为-Vdci，i＝1,2,…,N；根据总调制波vr的极性、并网电流采样值ig的极性以及表达式I和表达式II，确定N个H桥单元的运行模式：
(1)vr>0，ig>0且表达式II成立
按步骤3.2所述的从大到小的顺序对Verri进行排序，反排序后的直流侧电容电压采样值为U1,U2,…,UKy的H桥单元运行于“+1”电平模式，反排序后的直流侧电容电压采样值为U(Ky+1),U(Ky+2),…,UN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(2)vr>0，ig>0且表达式II不成立
按步骤3.2所述的从大到小的顺序对Verri进行排序，反排序后的直流侧电容电压采样值为U1,U2,…,UKy-1的H桥单元运行于“+1”电平模式，反排序后的直流侧电容电压采样值为UKy,U(Ky+1),…,UN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(3)vr>0，ig<0且表达式I成立
按步骤3.2所述的从小到大的顺序对Verri进行排序，正排序后的直流侧电容电压采样值为V1,V2,…,VKx的H桥单元运行于“+1”电平模式，正排序后的直流侧电容电压采样值为V(Kx+1),V(Kx+2),…,VN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(4)vr>0，ig<0且表达式I不成立
按步骤3.2所述的从小到大的顺序对Verri进行排序，正排序后的直流侧电容电压采样值为V1,V2,…,V(Kx-1)的H桥单元运行于“+1”电平模式，正排序后的直流侧电容电压采样值为VKx,V(Kx+1),…,VN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(5)vr<0，ig>0且表达式I成立
按步骤3.2所述的从小到大的顺序对Verri进行排序，正排序后的直流侧电容电压采样值为V1,V2,…,VKx的H桥单元运行于“-1”电平模式，正排序后的直流侧电容电压采样值为V(Kx+1),V(Kx+2),…,VN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(6)vr<0，ig>0且表达式I不成立
按步骤3.2所述的从小到大的顺序对Verri进行排序，正排序后的直流侧电容电压采样值为V1,V2,…,V(Kx-1)的H桥单元运行于“-1”电平模式，正排序后的直流侧电容电压采样值为VKx,V(Kx+1),…,VN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(7)vr<0，ig<0且表达式II成立
按步骤3.2所述的从大到小的顺序对Verri进行排序，反排序后的直流侧电容电压采样值为U1,U2,…,UKy的H桥单元运行于“-1”电平模式，反排序后的直流侧电容电压采样值为U(Ky+1),U(Ky+2),…,UN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(8)vr<0，ig<0且表达式II不成立
按步骤3.2所述的从大到小的顺序对Verri进行排序，反排序后的直流侧电容电压采样值为U1,U2,…,UKy-1的H桥单元运行于“-1”电平模式，反排序后的直流侧电容电压采样值为UKy,U(Ky+1),…,UN的H桥单元运行于“0”电平模式。

Claims (1)

1.一种级联H桥型光伏并网逆变器的控制方法，所述的级联H桥型光伏并网逆变器包括N个相同的H桥单元，每个H桥单元的直流侧都分别连接一块光伏电池，其特征在于，控制方法包括总直流侧电容电压的均衡控制、并网电流控制和低开关频率调制策略，步骤如下：
步骤1，总直流侧电容电压的均衡控制
步骤1.1，分别对N个H桥单元的直流侧电容电压和光伏电池输出电流进行采样，得到N个H桥单元的直流侧电容电压采样值和对应的N个H桥单元的光伏电池输出电流采样值，并分别记为Vdci和IPVi，i＝1,2,…,N；
步骤1.2，根据步骤1.1得到的N个H桥单元的直流侧电容电压采样值Vdci和N个H桥单元的光伏电池输出电流采样值IPVi，分别对N个H桥单元所连接的光伏电池进行最大功率点追踪，得到N个H桥单元的直流侧电容电压指令值
步骤1.3，通过电压调节器，计算得到逆变器并网电流指令值的幅值Ig，其计算式为：
其中，KVP为电压调节器的比例系数，KVI为电压调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子；
步骤2，并网电流控制
步骤2.1，分别对电网电压和并网电流进行采样，得到电网电压采样值vg和并网电流采样值ig；
步骤2.2，使用数字锁相环对步骤2.1得到的电网电压采样值vg进行锁相，得到电网电压相位角θ，再根据步骤1.3计算得到的并网电流指令值的幅值Ig，可以计算并网电流的指令值其计算式为：
其中，cos(θ)表示电网电压相位角θ的余弦值；
步骤2.3，通过电流调节器，计算得到级联H桥型逆变器的总调制波vr，其计算式为：
其中，KP和Kr分别为电流调节器的比例系数和谐振系数，ωc为截止频率，s为拉普拉斯算子，ω0为电网电压的角频率；
步骤3，低开关频率调制策略
步骤3.1，分别计算N个H桥单元的直流侧电容电压采样值Vdci与对应直流侧电容电压指令值的差值Verri，其计算式为：
步骤3.2，每隔固定时间Tsort对Verri按从小到大的顺序排序一次，排序后的值按从小到大的顺序依次记为Vupi，i＝1,2,…,N，与按从小到大的顺序排列的Vupi对应的直流侧电容电压采样值Vdci记为正排序后的直流侧电容电压采样值Vi，i＝1,2,…,N；再对Verri按从大到小的顺序排序一次，排序后的值按从大到小的顺序依次记为Vdowni，i＝1,2,…,N，与按从大到小的顺序排列的Vdowni对应的直流侧电容电压采样值Vdci记为反排序后的直流侧电容电压采样值Ui，i＝1,2,…,N；
步骤3.3，对Verri按从小到大的顺序进行排序后，N个正排序后的直流侧电容电压采样值Vi将总调制波vr分成N个电压区间；对Verri按从大到小的顺序进行排序后，N个反排序后的直流侧电容电压采样值Ui将总调制波vr分成N个电压区间；逆变器的总调制波vr是按照正弦规律变化的信号，根据当前总调制波vr的值可以计算在上述两种排序模式下总调制波vr所处的电压区间，分别记为Kx和Ky，其计算式如下：
其中，|vr|为总调制波vr的绝对值；
步骤3.4，分别定义两个表达式I和II，如下所示：
I：
II：
步骤3.5，规定第i个H桥单元运行于“+1”模式表示该H桥单元交流侧输出电压为Vdci，第i个H桥单元运行于“0”模式表示该H桥单元交流侧输出电压为0，第i个H桥单元运行于“-1”模式表示该H桥单元交流侧输出电压为-Vdci，i＝1,2,…,N；根据总调制波vr的极性、并网电流采样值ig的极性以及表达式I和表达式II，确定N个H桥单元的运行模式：
(1)vr>0，ig>0且表达式II成立
按步骤3.2所述的从大到小的顺序对Verri进行排序，反排序后的直流侧电容电压采样值为U1,U2,…,UKy的H桥单元运行于“+1”电平模式，反排序后的直流侧电容电压采样值为U(Ky+1),U(Ky+2),…,UN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(2)vr>0，ig>0且表达式II不成立
按步骤3.2所述的从大到小的顺序对Verri进行排序，反排序后的直流侧电容电压采样值为U1,U2,…,UKy-1的H桥单元运行于“+1”电平模式，反排序后的直流侧电容电压采样值为UKy,U(Ky+1),…,UN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(3)vr>0，ig<0且表达式I成立
按步骤3.2所述的从小到大的顺序对Verri进行排序，正排序后的直流侧电容电压采样值为V1,V2,…,VKx的H桥单元运行于“+1”电平模式，正排序后的直流侧电容电压采样值为V(Kx+1),V(Kx+2),…,VN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(4)vr>0，ig<0且表达式I不成立
按步骤3.2所述的从小到大的顺序对Verri进行排序，正排序后的直流侧电容电压采样值为V1,V2,…,V(Kx-1)的H桥单元运行于“+1”电平模式，正排序后的直流侧电容电压采样值为VKx,V(Kx+1),…,VN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(5)vr<0，ig>0且表达式I成立
按步骤3.2所述的从小到大的顺序对Verri进行排序，正排序后的直流侧电容电压采样值为V1,V2,…,VKx的H桥单元运行于“-1”电平模式，正排序后的直流侧电容电压采样值为V(Kx+1),V(Kx+2),…,VN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(6)vr<0，ig>0且表达式I不成立
按步骤3.2所述的从小到大的顺序对Verri进行排序，正排序后的直流侧电容电压采样值为V1,V2,…,V(Kx-1)的H桥单元运行于“-1”电平模式，正排序后的直流侧电容电压采样值为VKx,V(Kx+1),…,VN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(7)vr<0，ig<0且表达式II成立
按步骤3.2所述的从大到小的顺序对Verri进行排序，反排序后的直流侧电容电压采样值为U1,U2,…,UKy的H桥单元运行于“-1”电平模式，反排序后的直流侧电容电压采样值为U(Ky+1),U(Ky+2),…,UN的H桥单元运行于“0”电平模式；
(8)vr<0，ig<0且表达式II不成立
按步骤3.2所述的从大到小的顺序对Verri进行排序，反排序后的直流侧电容电压采样值为U1,U2,…,UKy-1的H桥单元运行于“-1”电平模式，反排序后的直流侧电容电压采样值为UKy,U(Ky+1),…,UN的H桥单元运行于“0”电平模式。
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