CN107612337A - 一种llc谐振变换器及其抑制循环能量的调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LLC谐振变换器及其抑制循环能量的调制方法，其中变换器包括：逆变单元，谐振网络以及整流单元，所述逆变单元、谐振网络以及整流单元的输入输出依次连接，所述整流单元包括四个开关管M₅、M₆、M₇、M₈，所述开关管M₅、M₆串联，所述开关管M₇、M₈串联，这两串联支路再并联，连接构成全桥逆变整流电路。本发明将传统LLC谐振变换器副边的整流二极管替换为开关管(Mosfet)，使得变换器具有能量反向流动能力；同时开关管的通态损耗一般小于二极管通态损耗，可以进一步提升变换器的工作效率。同时，本发明变换器循环能量的调制方法，通过控制原边与副边开关管的开关过程，可以实现对变换器循环能量的完全抑制。

Description

一种LLC谐振变换器及其抑制循环能量的调制方法

技术领域

本发明涉及一种LLC谐振变换器，具体的，涉及一种LLC谐振变换器及其抑制循环能量的调制方法。

背景技术

传统的LLC谐振变换器主拓扑如图1所示。其中V₁为原边输入电压，V₂为副边输出电压。典型的单相LLC谐振变换器可以分为三个部分：由开关管M₁、M₂、M₃与M₄构成的全桥实现逆变功能；由谐振电感L_r、谐振电容C_r、变压器励磁电感L_m1构成的谐振网络与变压器本体实现能量由原边到副边的传递与隔离；由二极管M₅、M₆、M₇与M₈构成的全波整流电路实现整流功能。变压器高压侧与低压侧变比为n:1。谐振电感L_r、谐振电容C_r通常放在高压侧以减小电流应力。假设V₁为高压侧，因此谐振电感L_r、谐振电容C_r放在原边。

然而，传统的LLC谐振变换器由于副边采用二极管进行整流，当副边平均电流较大时，通态损耗将显著增加。当变换器运行在低压大电流工况下，二极管的通态损耗将降低变换器的工作效率。

经检索，中国专利公开号为CN 103986332 A的发明申请，其公开一种LLC谐振变换器，包括顺次连接的方波发生器、LLC谐振网络和输出整流电路，所述输出整流电路由输出二极管构成，其特征在于：所述输出二极管上并联有双向TVS管。

但是专利CN 103986332 A的技术仍旧不能很好解决上述问题。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明的第一目的是提供一种LLC谐振变换器，采用开关管(Mosfet)代替传统二极管实现整流功能，因为开关管(Mosfet)的导通电阻很小，可以大幅降低副边的通态损耗而提高变换器的工作效率。

由于Mosfet的双向导通性，需要对反向电流进行抑制，即需要对Mosfet的开关过程进行设置，所以本发明的第二目的是提供一种上述LLC谐振变换器的抑制循环能量的调制方法。

根据本发明的第一目的，一种LLC谐振变换器，包括：逆变单元，谐振网络以及整流单元，所述逆变单元、谐振网络以及整流单元的输入输出依次连接，所述整流单元包括四个开关管M₅、M₆、M₇、M₈，其中所述开关管M₅、M₆串联，所述开关管M₇、M₈串联，这两串联支路再并联，所述变换器的副边分别连接到所述开关管M₅、M₆之间的中点C、所述开关管M₇、M₈之间的中点D，所述四个开关管M₅、M₆、M₇、M₈连接构成全桥逆变整流电路。

优选地，所述逆变单元包括四个开关管M₁、M₂、M₃、M₄，其中所述开关管M₁、M₂串联，所述开关管M₃、M₄串联，这两串联支路再并联，所述变换器的原边分别连接到所述开关管M₁、M₂之间的中点A、所述开关管M₃、M₄之间的中点B，所述四个开关M₁、M₂、M₃、M₄连接构成全桥逆变整流电路。

优选地，所述谐振网络由谐振电感L_r、谐振电容C_r、励磁电感L_m1构成。

优选地，所述开关管M₁、M₂、M₃、M₄、M₅、M₆、M₇、M₈均采用Mosfet管。

本发明所述LLC谐振变换器，所述逆变单元与所述整流单元均由Mosfet分别构成全桥逆变与整流电路，实现逆变与整流功能，所述谐振网络与变压器本体实现能量由原边到副边的传递与隔离，使得变换器具有能量反向流动能力，Mosfet的通态损耗一般远小于二极管的通态损耗，因此变换器效率得以提升。

根据本发明的第二目的，提供一种用于抑制上述LLC谐振变换器循环能量的调制方法，即变压器原副边的八个开关管M₅、M₆、M₇、M₈、M₁、M₂、M₃、M₄的开关控制策略。

具体的，控制开关管M₅、M₆、M₇、M₈、M₁、M₂、M₃、M₄的开关过程，包括同步控制或非同步控制，可以实现对变换器循环能量的完全抑制。

优选地，所述同步控制，是指：

M₁、M₂、M₃与M₄为原边开关管，M₅、M₆、M₇与M₈为副边开关管；定义变换器开关管的开关频率为f_s，谐振频率为f₀；

当变换器开关频率f_s大于等于谐振频率f₀时，对变换器原边与副边的开关管采用同步控制方法，即开关管M₁、M₄、M₅与M₈的驱动信号同步，开关管M₂、M₃、M₆与M₇的驱动信号同步；

不考虑死区影响，开关管M₁、M₄、M₅与M₈的驱动信号与开关管M₂、M₃、M₆与M₇的驱动信号互补，均为50％占空比。

优选地，所述非同步控制，是指：

M₁、M₂、M₃与M₄为原边开关管，M₅、M₆、M₇与M₈为副边开关管；定义变换器开关管的开关频率为f_s，谐振频率为f₀；

变换器原边与副边的开关频率相等，同时开关管M₁、M₄、M₅与M₈门极开启脉冲同步，开关管M₂、M₃、M₆与M₇门极开启脉冲同步；

为了抑制副边开关管开通时间长于半个谐振周期引起的循环能量，忽略死区影响，设定副边的开关管M₅、M₆、M₇与M₈的开通脉冲宽度保持在1/2个谐振周期。

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

本发明LLC谐振变换器拓扑将传统LLC谐振变换器副边的整流二极管替换为开关管(Mosfet)，使得变换器具有能量反向流动能力，Mosfet的通态损耗一般远小于二极管的通态损耗，因此变换器效率得以提升。

进一步的，本发明通过控制原边与副边开关管(Mosfet)的开关过程，可以实现对变换器循环能量的完全抑制。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1是传统的LLC谐振变换器主拓扑图；

图2是本发明一实施例的LLC谐振变换器主拓扑图；

图3是本发明一实施例的LLC谐振变换器在f_s≥f₀下的波形(同步控制)图；

图4是本发明一实施例的基于非同步控制的门极控制信号示意图(f_s＜f₀)；

图5是本发明一实施例的LLC谐振变换器在f_s＜f₀下的波形(非同步控制)。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。

参照图1，图1所示为传统的LLC谐振变换器拓扑。LLC谐振变换器采用变频控制。不考虑死区影响，开关管M₁与M₂、M₃与M₄按照各自50％占空比交替导通，进而在A、B两点形成幅值等于高压侧输入电压V₁/-V₁的方波。谐振电感L_r、谐振电容C_r、变压器励磁电感L_m1构成的谐振网络与变压器的作用等同于一个带通滤波器，针对输入方波信号的不同频率信号，将对等同于谐振频率以及该频段附近的分量进行放大，其他频率的分量将被抑制。二极管M₅、M₆、M₇与M₈构成全波整流电路，其输出电压经过滤波电容C_o，可以提供给负载R_o使用或者对电池等进行充电。

参照图2，为本发明在现有图1电路拓扑上改进后的LLC谐振变换器拓扑。

如图2所示，本发明所述的LLC谐振变换器包括：逆变单元，谐振网络以及整流单元，所述逆变单元、谐振网络以及整流单元的输入输出依次连接，所述整流单元包括四个开关管M₅、M₆、M₇、M₈，所述开关管M₅、M₆串联，所述开关管M₇、M₈串联，这两串联支路再并联，所述谐振网络的输出端分别连接到所述开关管M₅、M₆之间的点C、所述开关管M₇、M₈之间的点D，所述四个开关管M₅、M₆、M₇、M₈连接构成全桥逆变整流电路。

所述逆变单元包括四个开关管M₁、M₂、M₃、M₄，其中所述开关管M₁、M₂串联，所述开关管M₃、M₄串联，这两串联支路再并联，所述谐振网络的输入端分别连接到所述开关管M₁、M₂之间的点A、所述开关管M₃、M₄之间的点B，所述四个开关M₁、M₂、M₃、M₄连接构成全桥逆变整流电路。

所述的开关管M₁、M₂、M₃、M₄、M₅、M₆、M₇、M₈可以采用Mosfet。

基于上述电路，本发明LLC谐振变换器与传统LLC谐振变换器不同，在图2所示的电路图中，其副边采用Mosfet代替二极管实现整流功能。Mosfet的通态损耗一般远小于二极管的通态损耗，因此变换器效率得以提升。

在采用了上述电路之后，由于Mosfet的双向导通性，反向电流的产生将引起循环能量，循环能量会降低变换器的效率同时影响其增益特性，因此必须对本发明上述的LLC谐振变换器的循环能量进行抑制。

定义变换器原边电压V₁为高压侧，副边电压V₂为低压侧，当变换器处于正向工作时，能量由高压侧传递到低压侧。M₁、M₂、M₃与M₄为原边开关管，M₅、M₆、M₇与M₈为副边开关管。L_r为谐振电感，C_r为谐振电容，L_m1为变压器励磁电感。C_o为输出滤波电容，R_o为负载电阻。变压器高压侧与低压侧变比为n:1。定义变换器开关管的开关频率为f_s，谐振频率为f₀，其中

参照图3，是本发明的LLC谐振变换器在f_s≥f₀下的波形(同步控制)图；当变换器开关频率f_s大于等于谐振频率f₀时，对变换器原边与副边的开关管采用同步控制方法，即开关管M₁、M₄、M₅与M₈的驱动信号同步，开关管M₂、M₃、M₆与M₇的驱动信号同步。不考虑死区影响，开关管M₁、M₄、M₅与M₈的驱动信号与开关管M₂、M₃、M₆与M₇的驱动信号互补，均为50％占空比。

如图3所示，规定v_gs1为开关管M₁、M₄、M₅与M₈的门极驱动信号，v_gs2为开关管M₂、M₃、M₆与M₇的门极驱动信号，v_ds1代表开关管M₁与M₄的输出电容上的电压，V_ds2代表开关管M₂与M₃的输出电容上的电压，V_AB为电路中A、B两点之间电压，i_r代表谐振回路电流，代表变压器励磁电流。定义Mosfet中电流由d极流向s极为正，则-i_mos5代表开关管M₅中由s极流向d极的电流，i_mos1代表开关管M₁中由d极流向s极的电流。V_c代表谐振电容两端电压。

参照图4，是本发明另一种用于抑制上述LLC谐振变换器循环能量的调制方法，即基于非同步控制的门极控制信号示意图(f_s＜f₀)。设定控制策略如下，与前文所述同步控制类似，原边与副边的开关频率相等，同时对应的开关管门极开启脉冲也同步，即M₁、M₄、M₅与M₈门极开启脉冲同步，M₂、M₃、M₆与M₇门极开启脉冲同步。

区别于之前图3的同步控制，为了抑制副边开关管开通时间长于半个谐振周期引起的循环能量，忽略死区影响，则可设定副边的开关管M₅、M₆、M₇与M₈的开通脉冲宽度保持在1/2个谐振周期。对应同步控制，该控制策略可以称为非同步控制。在该控制策略下，门极控制信号如图4所示。其中v_gs1为开关管M₁与M₄的门极驱动信号，v_gs2为开关管M₅与M₈的门极驱动信号，v_gs3为开关管M₂与M₃的门极驱动信号，v_gs4为开关管M₆与M₇的门极驱动信号。

参照图5，基于本发明实施例中提出的用于抑制LLC谐振变换器循环能量的调制策略(上述图4所示的非同步控制)，LLC谐振变换器的电压电流与控制信号波形图如5所示。可以观测到循环能量得到了完全抑制。

上述实施例可以看出，本发明将传统LLC谐振变换器副边的整流二极管替换为开关管(Mosfet)，使得变换器具有能量反向流动能力；同时开关管的通态损耗一般小于二极管通态损耗，可以进一步提升变换器的工作效率。

同时，本发明变换器循环能量的调制方法，通过控制原边与副边开关管(Mosfet)的开关过程，可以实现对变换器循环能量的完全抑制。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (8)

1.一种LLC谐振变换器，包括：逆变单元，谐振网络以及整流单元，所述逆变单元、谐振网络以及整流单元的输入输出依次连接，其特征在于：所述整流单元包括四个开关管M₅、M₆、M₇、M₈，其中所述开关管M₅、M₆串联，所述开关管M₇、M₈串联，这两串联支路再并联，所述谐振网络的输出分别连接到所述开关管M₅、M₆之间的点C、所述开关管M₇、M₈之间的点D，所述四个开关管M₅、M₆、M₇、M₈连接构成全桥逆变整流电路。

2.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器，其特征在于：所述逆变单元包括四个开关管M₁、M₂、M₃、M₄，其中所述开关管M₁、M₂串联，所述开关管M₃、M₄串联，这两串联支路再并联，所述谐振网络输入端分别连接到所述开关管M₁、M₂之间的点A、所述开关管M₃、M₄之间的点B，所述四个开关M₁、M₂、M₃、M₄连接构成全桥逆变整流电路。

3.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器，其特征在于：所述谐振网络由依次连接的谐振电感L_r、谐振电容C_r、励磁电感L_m1构成。

4.根据权利要求1-3任一项所述的LLC谐振变换器，其特征在于：所述开关管M₁、M₂、M₃、M₄、M₅、M₆、M₇、M₈均采用Mosfet管。

5.一种用于抑制权利要求2-4任一项所述LLC谐振变换器循环能量的调制方法，其特征在于：

所述方法通过控制开关管M₅、M₆、M₇、M₈、M₁、M₂、M₃、M₄的开关过程，实现对所述变换器循环能量的完全抑制。

6.根据权利要求5所述的调制方法，其特征在于：所述控制开关管M₅、M₆、M₇、M₈、M₁、M₂、M₃、M₄的开关过程，包括同步控制或非同步控制。

7.根据权利要求6所述的调制方法，其特征在于：所述同步控制，是指：

M₁、M₂、M₃与M₄为原边开关管，M₅、M₆、M₇与M₈为副边开关管；定义变换器开关管的开关频率为f_s，谐振频率为f₀；

当变换器开关频率f_s大于等于谐振频率f₀时，对变换器原边与副边的开关管采用同步控制方法，即开关管M₁、M₄、M₅与M₈的驱动信号同步，开关管M₂、M₃、M₆与M₇的驱动信号同步；

不考虑死区影响，开关管M₁、M₄、M₅与M₈的驱动信号与开关管M₂、M₃、M₆与M₇的驱动信号互补，均为50％占空比。

8.根据权利要求6所述的调制方法，其特征在于：所述非同步控制，是指：

M₁、M₂、M₃与M₄为原边开关管，M₅、M₆、M₇与M₈为副边开关管；定义变换器开关管的开关频率为f_s，谐振频率为f₀；

变换器原边与副边的开关频率相等，同时开关管M₁、M₄、M₅与M₈门极开启脉冲同步，开关管M₂、M₃、M₆与M₇门极开启脉冲同步；

为了抑制副边开关管开通时间长于半个谐振周期引起的循环能量，忽略死区影响，设定副边的开关管M₅、M₆、M₇与M₈的开通脉冲宽度保持在1/2个谐振周期。