CN107210793B - 用于大规模mimo信道估计的增强型srs - Google Patents

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Abstract

本发明提供SRS传输方法以满足大规模MIMO系统要求。通过两种分离的类别描述这些方法。首先，对在用于给定的SRS传输的相同资源中复用更多信道以及提供大规模MIMO吞吐量性能改进的增强。其次，对基于关于每个UE的信道条件提供自适应UE特定调度的调度增强。可以在每个BS中通过不同方式组合这些方法，以关于给定的系统性能等级优化信道估计系统容量。

Description

用于大规模MIMO信道估计的增强型SRS
本申请要求2015年1月16日提交的美国临时申请No.62/104,639的权益。
技术领域
本发明总体上涉及用于信道估计的OFDMA无线通信中所使用的导频/基准信号，更具体地说，涉及LTE上行链路中所使用的侦听基准信号(SRS)以及用于大规模MIMO系统中使用的增强型方法。
背景技术
OFDMA无线通信通常通过对每个用户在不同时间点调度OFDM频带子集支持多个同时用户。在下行链路中，基站(BS)典型地在每个调度时段发送分布穿过整个频带的基准信号，从而即使用户装备(UE)可能不受调度以在该时间段中接收任何数据或可能仅受调度以在该带的小部分中接收下行链路数据，其也可以对于整个频带进行频繁信道估计。然而，对于OFDMA上行链路传输，UE通常仅在对于其数据传输所分配的频带的部分中发送基准信号。LTE提供用于UE的侦听基准信号(SRS)机制，以发送宽带基准信号，以允许BS关于来自每个UE的上行链路信道进行信道估计。
具有多个天线和信道状态知识的基站可以使用波束成形以改进以bit/s/Hz为单位的系统吞吐量或容量。SRS信道估计可以用在构造用于下行链路传输的预编码矩阵中，并且可以用在构造用于上行链路接收的检测矩阵中。由于无线信道随着时间改变，因此需要周期性地刷新信道估计。信道状态看作仅关于提供用于“相关时间段”的预编码或检测矩阵中的波束成形增益是有效的，并且可实现的波束成形增益在信道估计增加之后随着时间延迟逐渐减少。相关时间对于特定无线网络内的每个用户是不同的，并且取决于UE运动速度。
大规模MIMO系统通过增加在上行链路和下行链路数据传输时段二者中同时共享相同时间和频率资源的用户的数量增加系统数据吞吐量容量。关于每SRS传输的用户的数量以及相对于相关时间的每用户的更新速率，需要对应地从SRS传输增加用于信道估计的系统容量。2105年10月20日提交的题为“Methods for Channel InformationAcquisition，Signal Detection and Transmission in Multi-User WirelessCommunication Systems”的PCT专利申请PCT/US15/56500(其要求2014年10月20日提交的美国临时申请No.62/065,775的权益)已经说明，大规模MIMO系统中的优化性能需要在应用预编码或检测矩阵的时刻的随后信道特性的理想知识；每个UE与基站之间的码元时间偏移、每个UE与基站之间的载波频率偏移以及关于每个UE与BS天线之间的多径衰落信道的CSI(信道状态信息)。此外，在实际系统中，因为在计算矩阵与应用它们之间存在时间延迟，所以其还服从：对于优化性能，BS需要UE速度的理想知识，因为这影响相关时间。
本发明描述相对于当前LTE Rel.12SRS传输方法得以增强的SRS传输方法，以满足上述大规模MIMO要求。通过两种分离的类别描述这些增强。首先，对在用于给定的SRS传输的相同资源中复用更多信道以及提供大规模MIMO吞吐量性能改进的增强。其次，对基于关于每个UE的信道条件提供自适应UE特定调度的调度增强。可以在每个BS中通过不同方式组合这些方法，以关于给定的系统性能等级优化信道估计系统容量。
附图说明
图1示出SRS传输的时间和频率结构，其示出估计时间和频率偏移的方法以及在每个RB中复用很多UE的不同方法。
图2示出使用循环移位的信道分离的概念。
图3是描述用于使用循环移位的信道分离的一系列算法步骤的流程图。
具体实施方式
以下详细描述旨在相对于LTE Rel.12中所使用的现有技术SRS强调本发明中所要求的SRS增强。其并非旨在作为完整和完全系统描述。在此对于本发明未提及的普通信号处理技术和其它应用对于本领域技术人员将是清楚的。所描述的特定技术和实现方式仅是示例性的，而非旨在以任何方式限制本发明的范围。
现描述第一类别的SRS增强：关于给定的SRS传输复用更多信道，并且改进信道估计性能。
图1示出根据本发明的增强型SRS码元1、2的频域结构的示例。上行链路LTE[1]以每秒14000码元的速率发送SC-FDMA码元。每个SC-FDMA码元包含RB(资源块)中所布置的以15kHz间隔开的子载波，其中，每个RB具有每SC-FDMA码元12个子载波。RB并且因此所使用的子载波的数量取决于信道带宽，如以下表1所示。
表1
Figure BDA0001350770840000031
用于每个UE的LTE上行链路SRS基准信号分配给这些子载波。如果传统SISO或SIMO传输方法用于SRS，则每个子载波位置和每个RB将仅分配给单个UE。LTE提供用于SRS的MIMO传输机制，其中，多个UE可以通过允许来自每个UE的信道估计得以在BS接收机中分离的机制分配给相同RB。通过图1示例所示的增强型SRS信号，“循环移位”MIMO机制用于将32个UE复用到同一子载波上，并且“梳式”SISO/SIMO机制用于在同一RB中复用循环移位的UE的2个集合。此外，图1中未示出，“正交码”MIMO复用方法可以用于N个SRS码元，以得到具有N个UE的另一复用因子的每子载波的单个信道估计。以下描述这三种复用方法。
“循环移位”MIMO复用机制在图1中用于将32个UE组合到同一子载波集合上。图2中示出用于使用循环移位在单个SC-FDMA码元内分离来自多个用户的信道估计的原理。
根据[1，Sec.5.5.1]中所定义的当前LTE标准，根据下式由基本序列
Figure BDA0001350770840000032
的循环移位α定义所有32个循环移位的UE所发送的基准信号序列
Figure BDA0001350770840000033
Figure BDA0001350770840000034
其中，所有32个UE发送同一恒定幅度零自相关(CAZAC)基本序列
Figure BDA0001350770840000035
并且每个UE具有α的唯一值。
Figure BDA0001350770840000036
是基准信号序列的长度，并且
Figure BDA0001350770840000037
RB中的
Figure BDA0001350770840000038
个子载波，并且
Figure BDA0001350770840000039
是用于以上表1中所定义的LTE信道带宽的SC-FDMA码元中的RB的数量。α的值对于图1中的K＝32个循环移位的UE由αk＝2πk/32给出。
用于任何一个UE发送天线与BS接收天线之间的频域中的第n子载波的理想信道模型可以接近地近似为：
r(n)＝h(n)s(n)
其中，r(n)是复数值接收信号，s(n)是已知的单位增益，复数值CAZAC基准信号，h(n)是关于子载波n的复数值CSI。考虑这样的情况：K＝32个循环移位的UE受调度，以在20MHz LTE信道中使用所有RB。UE0使用k＝0，UE1使用k＝1，依此类推。在FFT之后，单个接收天线上的SRS信号的第n子载波中的BS接收基准信号值是：
Figure BDA0001350770840000041
通过将r(n)乘以
Figure BDA0001350770840000042
的复共轭值实现将接收到的用于每个子载波的采样值除以已知的CAZAC序列值
Figure BDA0001350770840000043
对于第n子载波，给出：
Figure BDA0001350770840000044
由于
Figure BDA0001350770840000045
因此对于单位增益CAZAC序列
Figure BDA0001350770840000046
其中，
Figure BDA0001350770840000047
表示
Figure BDA0001350770840000048
的复共轭。
因此，任何单独资源元素的频域值
Figure BDA0001350770840000049
包含所有信道估计之和，这说明，在频域中不可能将单独信道估计直接与
Figure BDA00013507708400000410
分离。
注意，用于任何单独信道k的(频域中的)子载波值
Figure BDA00013507708400000411
是“
Figure BDA00013507708400000412
x信道的频率响应”。根据公知的DFT(离散傅立叶变换)移位定理，该序列的
Figure BDA00013507708400000413
点IDFT给出循环移位达
Figure BDA00013507708400000414
个采样的信道的冲击响应。因此，只要信道的冲击响应小于
Figure BDA00013507708400000415
个采样，IDFT就给出
Figure BDA00013507708400000416
个采样的它们自身的时间窗口中所分离的所有32个信道冲击响应。
图3示出用于使用循环移位的MIMO信道分离的操作的序列。即：
1.将频域接收基准信号r(n)与
Figure BDA00013507708400000417
进行相关，其中，*表示复共轭3
2.计算
Figure BDA00013507708400000418
点逆DFT 4
3.对于每个信道k，循环，5
a)从其长度
Figure BDA00013507708400000419
时域采样的窗口提取冲击响应，并且将所有其它时域采样设置为零6
b)计算
Figure BDA00013507708400000420
点DFT，以得到用于与所有其它信道分离的该信道的频域信道估计7。
4.结束循环。8
典型地，窗口函数或其它信号处理函数将用于改进该过程的SNR性能。
“梳式”SISO/SIMO复用机制在图1中用于使用交织的奇偶采样UE集合将32个循环移位的UE的第二集合组合为与32个UE的第一集合相同的RB。虽然在奇数采样UE集合与偶数采样UE集合之间不存在干扰，但每个集合的最大长度现在减少到用于LTE带宽的最大序列长度的一半
Figure BDA0001350770840000051
因此受限为关于以上表1中的LTE信道带宽所定义的RB的数量的一半。根据本发明，可以选择不同的梳式值，包括：1(无梳式)、2、3、4、6、12、24。
“正交码”MIMO复用机制也可以用于本发明中的增强型SRS，以组合来自多个(例如N个)SRS码元的信道估计，以得到每子载波单个信道估计，并且在每个SC-FDMA码元上复用N倍更多的用户。考虑图1所示两码元SRS示例，其中，128个UE在这两个SRS码元中进行发送。假设在该示例中，以上所定义的前64个UE将它们的SRS基准信号序列乘以正交码[1，1]，并且另外相同的64个UE的第二集合将它们的SRS基准信号序列乘以正交码[1，-1]。将穿过这两个码元的每个子载波位置处的信道估计相加给出用于64个UE的第一集合的信道估计，第二集合抵消为零(假设两个SRS码元之间的子载波信道估计的可忽略的改变)。相似地，从第一减去第2SRS码元的每个子载波位置处的信道估计给出用于64个UE的第二集合的信道估计，第一集合抵消为零。虽然将可能将不同的64个UE分配给每个SRS码元，但给定来自这两个码元的总共128个UE，从每个码元估计64个。在此关于正交码所描述的方法具有的优点是：来自两个SRS码元的用于每个UE的每子载波的平均信道估计通常比用于来自单独码元的信道估计的更精确，来自平均化的增益大于来自正交信道码分离的损耗。
在图1所示的增强型SRS信号的情况下，一旦SIMO和MIMO信号分离已经应用在接收机中，BS就具有用于每个所发送的子载波位置处的UE天线与BS天线之间的每个传输路径的独立频域信道估计。为了以下分析，该信道估计假设为符合独立分量，其全都需要精确地估计以优化大规模MIMO系统性能；潜在“CSI”(信道状态信息)、“频率偏移”以及“时间偏移”。
已知[US689172B1]可以使用图1所示的原理从以上所计算的独立频域信道估计估计每个UE发射机与BS接收机之间的“频率偏移”和“时间偏移”。频率偏移在频域信道估计中产生随着时间的恒定相位旋转。不同OFDM码元处的各子载波值之间的相关给出频率偏移的测度。时间偏移在频域信道估计中产生随着频率的恒定相位旋转。不同频率处的各子载波值之间的相关给出时间偏移的测度。图1示出频率偏移相关在相同频率处的各子载波之间得以计算，因此不受时间偏移偏置。相似地，时间偏移相关在相同SC-FDMA码元处的各子载波之间得以计算，因此不受频率偏移偏置。在这两种情况下，很多子载波之间的相关之和改进估计的精度。
对于频率偏移估计，用于相关的两个SC-FDMA码元无需在时间上相邻。但这些码元之间的时间持续期定义可以通过该方法无歧义地估计的最大频率偏移。在图1中的两个SRS码元按Δt秒在时间上分离的情况下，可以估计上至1/ΔtHz的频率偏移。
一旦估计时间和频率偏移，就可以通过相对于时间和频率中的基准子载波位置在时间和频率方向上的对应解旋转从信道估计消除它们的影响。例如，第一SC-FDMA SRS码元中的最低子载波频率可以选取为基准。一旦应用解旋转，就估计用于每个子载波的潜在CSI值。大规模MIMO性能测试已经说明[PPA1]，对于多数兴趣信道，潜在CSI值在移除时间和频率偏移之后在时间和频率中在各相邻子载波之间实质上不改变。此外，这些测试已经示出，可以通过在1个或多个RB上对CSI值取平均并且在用于下行链路传输的子载波集合上使用单个预编码矩阵以及在用于上行链路传输的子载波集合上使用单个检测矩阵获得更好的大规模MIMO性能。其中，通过每子载波应用分离的对角线矩阵补偿时间和频率偏移影响。
该示例性实施例与现有技术LTE Rel.12SRS相比的SRS增强如下：
LTE Rel.12SRS一次仅发送一个SRS OFDM码元。不能从单个SRS码元估计UE与BS之间的绝对载波频率偏移。根据本发明的增强型SRS可以发送两个相邻SRS码元或在时间上彼此足够靠近的两个码元，从而可以如上所述无歧义地估计最高兴趣频率。Rel.12LTE[2]通过+/-0.1ppm的UE频率精度支持上至3.8GHz的载波频率。因此，除了归因于UE运动导致的最大多普勒移位之外，在BS接收机中还必须容忍范围+/-380Hz中的载波频率的绝对频率误差。虽然通过分离达＜＝1/380＝2.6ms的两个SRS码元如上所述可以无歧义地测量380Hz频率偏移，但提供彼此相接的或通常在同一TTI中的两个SRS码元的本发明中的增强型SRS避免将来自先前TTI的所估计的子载波值保存在存储器中的成本。此外，无限制地支持包括附加多普勒移位的估计，包括[1]中的高速训练信道模型。可以通过多种方式对于根据本发明的LTE提供每TTI提供多个SRS码元；对于TDD特殊子帧，根据[1]，表4.2-1，已经存在这样的配置：可以在长度4384.Ts的UpPTS序列中发送两个相邻SRS码元。可以修改特殊子帧，以通过DwPTS的长度的对应减少扩展UpPTS的长度，以给出更多的SRS传输机会。对于LTE Rel.12中的FDD和TDD正常上行链路子帧，仅在子帧的最后码元中发送SRS。可以修改该情况，例如，以在子帧的最后两个码元中或在这两个时隙的最后码元中可选地进行发送。
LTE Rel.12仅允许每码元最大8个循环移位。根据本发明的增强型SRS可以发送如每个基站的小区特定特性可以实际上支持的那样多的循环移位。对于时域中的非重叠信道估计，理论上可以支持的循环移位的数量取决于信道的时间延迟扩展(以及最大时间偏移)。信道的时间延迟扩展通常与小区大小成比例，并且当配置BS时，近似小区大小通常是已知的。
对于LTE，最大小区大小给出近似等于循环前缀长度的时间延迟扩展。对于20MHzLTE，正常循环前缀，FFT/IFFT具有每码元2048个时间延迟采样(持续期67ms)以及循环前缀的144个采样(持续期4.7ms)。2048/144＝14.22，给出上至14个用于SRS的循环移位。
可应用于LTE的小型小区信道模型具有显著更小的时间延迟扩展。例如，[3]中的室内热点ITU模型仅具有130ns时间延迟扩展。67000/130＝515.38在理论上给出用于SRS的上至515个循环移位，而没有重叠时域冲击响应。实际上，循环移位信道分离的良好性能需要时域采样的冲击响应的良好分辨率。在图1中假设2的梳式值。于是，具有512个循环移位的以上所定义的循环移位信道分离过程的步骤2)中的600点逆DFT将仅给出每循环移位窗口600/512＝1.17个时域采样。这对于良好性能不是足够的分辨率。虽然在很多情况下，每循环移位窗口的10至20个时域采样对于良好性能可以是足够的分辨率，但对应地给出60至30个非重叠时域冲击响应之间并且因此具有循环移位和2的梳式的所复用的60至30个UE。根据本发明的增强型SRS增加所允许的循环移位的数量，支持小型小区上的很多更多UE复用，并且支持每个单独BS关于给定的信道条件进行的优化。
LTE Rel.12SRS具有2的固定梳式。本发明中的增强型SRS允许每个基站增加或移除梳式设置。
循环移位的数量和梳式大小的组合设置可以看作单个复杂优化问题，其可以在BS中联合地得以优化，以针对给定的小区配置，关于大规模MIMO系统中的给定吞吐量性能等级使得每SRS码元的UE的数量最大化。例如，具有较小LTE带宽的小区具有较短FFT/IFFT长度，因此在时域中较小分辨率。关于给定的位置中的小区，较大梳式大小和较小循环移位的数量可以对于3MHz载波比对于20MHz载波工作得更好。
LTE Rel.12对于SRS不使用正交码－－因为其不支持每TTI多个SRS码元。PUCCH使用正交码。它们可以用于对于已经具有频率偏移估计的用户增加每SRS码元的UE信道估计的数量。频率偏移相对于信道的相关时间将仅十分缓慢地改变。因此，一旦已经在随后SRS传输时从两个SRS码元计算UE与BS之间的绝对载波频率偏移，就可以足以进行精细调整，从先前所测量的值测量相对频率偏移。可以对于这些用户在每个子载波处通过单个SRS信道估计完成该操作。因此，本发明中的增强型SRS中的正交码可以通过该方式用于进一步增加SRS中所复用的UE的数量。
现描述基于关于每个UE的信道条件提供自适应UE特定调度的本发明中的第二类别的SRS增强。
BS PHY中的UE运动速度的估计可以用于调整每用户的SRS周期性。可以通过用户特定周期性调度LTE SRS传输。关于优化波束成形性能更新用于每个用户的信道估计的速率取决于用于该用户的相关时间，其与UE速度相关。速度越快，相关时间就越短。较快的UE将比较慢的UE更经常受调度，以用于优化系统吞吐量。
可以在未调度上行链路数据传输的时间段中分配额外SRS调度机会。可以在所有上行链路子帧中并且在所有码元中可选地允许LTE SRS传输。因此，对于未调度UE上行链路数据传输的子帧，可以关于SRS传输分配该子帧中的一些或所有码元。可以通过与现有上行链路调度方法相似的过程处理该情况。在子帧中发送LTE上行链路数据的每个UE先前受BS调度以完成该操作。在未调度上行链路数据的情况下，这些相同调度资源可以用于以与对于调度数据相同的时延调度SRS。
快速SRS调度过程可以添加到LTE，以提供多数最新信道估计，以用于优化下行链路波束成形性能。由于{调度用于UE的SRS，将SRS调度信息从BS发送到UE，检测UE中的调度请求，从该UE发送SRS，通过BS中的信道估计和预编码矩阵计算检测SRS}的完整周期将全都必须在下行链路数据可以发送到该UE之前完成，因此这样将增加下行链路延时。在关于下行链路吞吐量的服务质量要求超过关于低时延的要求的情况下，将应用该方法。
可以在未调度数据的下行链路TDD子帧的数据码元中分配额外SRS调度机会。由于因为下行链路数据将到达太晚而无法在相同子帧中调度上行链路SRS所以在该相同子帧中的控制码元中发送关于下行链路数据的LTE调度信息，因此这将使用上述快速SRS调度机制或较早调度时段，以用于上行链路数据。
具有TDD回响消除能力的BS可以在其同时发送下行链路数据的同时在下行链路子帧中分配上行链路SRS传输。该方法还将需要使用BS中的UE位置知识，以避免UE对UE干扰。在TDD下行链路子帧中发送SRS的UE将干扰同时接收其下行链路数据的附近UE。
从相同用户发送在时间上靠近在一起的SRS的两个码元，以允许频率偏移估计，对于大规模MIMO性能是关键的。可以在用于TDD的特殊子帧中成对地发送SRS码元，以支持新的频率偏移计算。所发送的单个SRS码元如当前LTE FDD标准中那样可以用于与先前所存储的CSI比较，以更新频率偏移估计。LTE FDD可以修改为每子帧发送2个SRS码元，以支持用于大规模MIMO的频率偏移计算。
一个实施例使用按循环移位的信道分离，具有可以对于小区大小得以优化的可配置的数量的循环移位，以使得在可以在时域中分离的相同资源上发送导频的用户的数量最大化。比在专用基准子载波的情况下可能的每用户更多的接收到的导频给出更好的时间偏移估计，对于大规模MIMO性能是关键的。另一方法使用可配置的“梳式”＝1、2(例如SRS)、3、4、6、12，以每SRS码元复用更多用户。
在单个SRS码元对于每个UE是足够的情况下，具有相同循环移位和梳式参数的UE中的不同“正交码”可以用于进一步增加所复用的用户的数量。例如，其中，已经计算绝对频率偏移，并且相对于当前更新的频率偏移测度是足够的。
可以通过不同方式组合循环移位、梳式和正交码的方法，以关于给定的系统配置和信道条件对每个BS给出用于优化的总体灵活性；所复用的SRS用户的数量、CSI的更新速率、系统吞吐量性能等。
由于存在关于具有序列长度的循环移位分离的实际限制，因此宽带SRS对于一次组合多数同时信道是最佳的。对于上行链路，连同数据一起发送的基准信号可以用于信道估计，但通常，数据资源对于用户分配得比完全带宽更少，因此通常，可以支持比宽带SRS更差的(更有噪声的)信道估计以及更少的同时用户。
对于上行链路，可以使用先前所发送的SRS而非使用数据子帧中的基准信号实现较低延时。使用先前所发送的SRS，一旦第一数据码元到达该用户，就可以预先计算准备使用的检测矩阵。
用于从用户请求上行链路SRS传输的快速MAC层机制应待马上调度，以用于下行链路传输。例如，其中，关于较好CSI(因此较高吞吐量)下行链路，额外延时是可接受的折衷。
UE速度估计可以用于调整非周期性SRS传输的频率，以在同一小区中比较慢移动用户更经常更新较快移动用户。
每当带宽可用时，就在上行链路子帧中调度额外SRS码元。在LTE中，由于需要超前于时间调度发送上行链路数据的UE，因此超前于时间4ms在BS中获知上行链路所发送的所有数据。SRS可以如同数据受调度，无需如先前权利要求中的快速机制。
对于具有回响消除器的TDD基站，UE可以在保护时间中发送更多SRS。此外，不干扰彼此的谨慎地受调度的UE当不进行接收时可以发送SRS。
虽然本发明优选实施例的前面描述已经示出、描述或说明本发明的基本新颖特征或原理，但应理解，在不脱离本发明的精神的情况下，本领域技术人员可以进行所示的方法、要素或装置的细节的形式及其使用方面的各种省略、替换和改变。因此，本发明的范围不应限于前面描述。此外，本发明的原理可以应用于广泛范围的方法、系统和装置，以实现在此所描述的优点并且实现其它优点或同样满足其它目的。

Claims (13)

1.一种用于在相同资源元素上复用多个UE的方法，其包括：使用侦听基准信号(SRS)传输以估计每个UE的上行链路信道系数；以及在MU-MIMO无线通信系统中实现时间偏移(TO)和频率偏移(FO)补偿，其中，在上行链路子帧中预留NSRS个码元用于侦听基准信号(SRS)传输，其中NSRS≥1，
所述方法还包括：将侦听基准信号(SRS)码元的Nuse个可使用的子载波划分为MComb个非重叠集合或梳式，其中，MComb≥1，通过码分复用(CDM)、频分复用(FDM)或这两种复用方法的组合在梳式上复用
Figure FDA0002490045780000011
个UE，其中，
Figure FDA0002490045780000012
2.如权利要求1所述的方法，还包括：当NSRS≥1时，NSRS个码元是连续的。
3.如权利要求1所述的方法，还包括：在每个码元中通过同一复用方法在NSRS个侦听基准信号(SRS)码元的同一梳式上调度相同
Figure FDA0002490045780000013
个UE。
4.如权利要求1所述的方法，还包括：根据小区大小、最大信道延迟扩展、系统带宽、待受服务的UE的数量的应用情形由BS自适应地配置数量MComb和
Figure FDA0002490045780000014
5.如权利要求1所述的方法，所述方法包括：通过码分复用(CDM)、频分复用(FDM)、时分复用(TDM)或三种复用方法的组合穿过NSRS个侦听基准信号(SRS)码元在梳式上复用
Figure FDA0002490045780000015
个UE，其中
Figure FDA0002490045780000016
6.如权利要求5所述的方法，还包括：通过具有
Figure FDA0002490045780000017
的长度的
Figure FDA0002490045780000018
个正交序列实现通过码分复用(CDM)复用
Figure FDA0002490045780000019
个UE，其中，每个正交序列S通过将频域中的长度
Figure FDA00024900457800000110
的序列SF乘以时域中的长度NSRS的覆盖序列ST得以构造，或公式化为
Figure FDA00024900457800000111
或
Figure FDA00024900457800000112
Figure FDA00024900457800000113
7.如权利要求5所述的方法，还包括：根据小区大小、最大信道延迟扩展、系统带宽、待受服务的UE的数量的应用情形由BS自适应地配置数量MComb和
Figure FDA00024900457800000114
8.如权利要求1所述的方法，还包括：使用BS物理层中的UE运动速度的估计，以调整每UE的侦听基准信号(SRS)周期性。
9.如权利要求1所述的方法，还包括：在除了预留的侦听基准信号(SRS)码元之外不调度上行链路数据传输的时间段中分配额外侦听基准信号(SRS)调度机会。
10.如权利要求1所述的方法，还包括：在除了预留的侦听基准信号(SRS)码元之外不调度数据的下行链路TDD子帧的数据码元中分配额外侦听基准信号(SRS)调度机会。
11.如权利要求1所述的方法，还包括：在具有TDD回响消除能力的BS正同时发送下行链路数据的同时，其在下行链路子帧中分配上行链路侦听基准信号(SRS)传输。
12.如权利要求1所述的方法，还包括：当UE发送单个侦听基准信号(SRS)时，通过比较当前所估计的CSI与先前所存储的CSI估计UE的频率偏移。
13.如权利要求1所述的方法，还包括：以不同方式组合复用UE、梳式和正交序列的方法，以对每个BS给出用于关于给定的系统配置和信道条件基于所复用的侦听基准信号(SRS)用户的数量、CSI的更新速率、系统吞吐量性能进行优化的灵活性。
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