CN107210668B - 开关设备 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了使用开关断开电路的设备和方法。在一个示例中，可变电压施加在开关(108，500)两端，开关(108，500)包括开关元件(202)的串联连接，开关元件(202)在阻断状态和导通状态之间是各个可控制的。开关元件(202)的状态被控制，使得开关元件(202)的至少一部分处于阻断状态，并且在施加的电压幅值为低时比施加的电压幅值为高时，具有更少的开关元件(202)处于阻断状态。

Description

开关设备
技术领域
本发明涉及开关设备，并且具体地但不是排他地涉及包括多个串联连接的开关元件的开关及其控制。
背景技术
在相对高的电压的环境中操作开关存在某些特定的问题。例如，在机械开关中，在打开时电弧可能出现，其中，分开的触点之间的空气的电离使空气充当导体。这本身潜在是很危险的，还造成设备的磨损，因此需要常规的检查和更新。
固态开关(即半导体开关，诸如绝缘栅双极晶体管(IGBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)等等)不会遇到电弧，但当前可用的固态开关通常不能够支持相对高的电压环境的全电压和/或能够支持较高电压的开关是昂贵的。这意味着，在高压环境中使用时，通常提供串联连接的几个(在一些示例中，高达上百个或更多)固态开关元件以提供开关。
在这种串联连接中，通常需要平衡或分担在串联连接的开关元件上的电压，以通常通过确保所提供的电压等于或接近等于串联连接的所有开关元件两端的电压，确保没有一个开关元件需要支持超过该开关元件允许电压的最大电压(建议的最大电压称作开关元件的“额定电压”)。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种使用开关断开电路的方法，其中，可变电压施加在所述开关两端，并且所述开关包括开关元件的串联连接，所述开关元件在阻断状态和导通状态之间是各个可控制的，所述方法包括控制所述开关元件的状态，使得开关元件的至少一部分处于阻断状态，其中，在施加的电压幅值为低时比施加的电压幅值为高时，具有更少的开关元件处于阻断状态。
有效的是，这允许开关的电压支持能力(至少近似)匹配要求开关支持的实际电压。用另一种方式看，所述方法允许开关的有效额定值(即处于阻断状态的开关元件的各个额定值的总和)随所施加的电压变化。
要认识到，关于开关或开关元件的术语“阻断(blocking)”意味着任何流动的电流可被开关阻断(即开关“打开”或“关断”)，而术语“导通(conductive)”意味着开关/开关元件处于传导电能的状态(即“闭合”或“导通”)，而不管电流实际上是否通过开关元件流动。还要认识到，术语“高”和“低”旨在在所施加的可变电压的背景下理解为是相对术语，并不指示绝对电压值。
随电压改变开关元件的数目有某些优点。例如，当与这种布置相比，在这种布置中，为了断开电路，开关的所有开关元件都置于阻断状态而不管施加的何种电压，所述方法的操作可能导致每个开关元件的开关事件的平均数目降低，这又可能提高其寿命。另外的优点可以与相关的“辅助”电路(诸如电压分担电路(voltage sharing circuitry)或功率收集电路)关联，其可以针对较小的电压范围优化。替代性地或者另外，可以允许较热的开关元件在操作之前冷却，可以通过限制热应力和/或降低冷却要求提高开关元件的寿命。在本文中讨论其它优点。
所述部分可以包括可以随电压幅值变化的可变数目的开关元件。此数目可以是考虑可变电压形式(要理解开关元件可能具有超过就会故障的电压，此时，在一些示例中，开关元件变成导通的，在其它情况下被损坏)至少执行断开功能所需的数目，同时并非所有电压下的所有开关元件。
在一些示例中，所述部分可以是在给定所施加电压下执行断开功能所需的最小数目的开关元件。然而，如本领域技术人员会认识到，在例如由于损坏或制造差异的情况下，电路通常包括一定程度的冗余，特定的开关元件不能支持其声称的“额定”电压，因此，使附加的开关元件处于阻断状态可能是优选的。设置在阻断状态的开关元件的附加数目可以是绝对数，例如也许是1-5个附加开关元件，该附加数目可以被确定使得处于阻断状态的开关元件的相加的电压额定值超过实际或预计的电压至少预定的百分比，例如超过至少0.01-10％，和/或该附加数目可以被定义使得每个开关元件支持其额定电压的至少预定比例(例如，在其额定电压的25％-100％之间的至少任何值)，假定电压被适当地分享。这些范围纯粹是作为示例。
在一些示例中，可以使用这些考虑的组合确定构成处于阻断状态的开关元件部分的开关元件的数目，例如，只要存在至少预定数目的剩余开关元件(以允许一个或多个开关元件故障)，要求每个开关元件支持其额定电压的至少X％。确定的标准可以随电压变化。
在一些示例中，所施加的电压可以具有在最小值和峰值之间变化的形式，和/或可以具有预定的电压形式。在一些示例中，所述方法可以包括在施加的电压变化之前，与电压的变化同时和/或在电压变化之后控制至少一个开关元件的状态。这允许预计电压变化，使得适当(即充足的但不是过分多的)数目的开关元件可以被控制进入适当的状态。在增大的电压的情况下，在电压变化之前控制开关元件的状态可能是期望的(即在需要之前提高开关的有效额定值)，但对于降低的电压可能是不期望的，其中，可以在电压变化之后执行控制状态的步骤。无论对剩余的开关周期使用哪种定时方案，可以基本上与电压变化同时地执行将开关作为一个整体置于导通或阻断状态的初始或最终的状态变化(即在电压变化的同时开关作为一个整体被控制在阻断状态和导通状态之间，因此允许在适当的时间开关处于适当的状态)。
因此，可以根据一个开关周期中任何定时策略、其任何组合或所有这些定时策略控制单个开关的开关元件。在一个示例中，所述方法可以包括针对电压形式的第一部分在所施加电压变化之前并针对所施加电压形式的第二部分在电压变化之后控制至少一个开关元件的状态。所述方法还可以包括与所施加的电压形式的第三部分的电压变化同时地控制至少一个开关元件的状态。
在一些示例中，所施加电压包括阶跃电压形式，所述方法包括在所施加电压的阶跃变化之前，与所施加电压的阶跃变化同时和/或在所施加电压的阶跃变化之后，控制至少一个开关元件的状态。这种阶跃电压形式例如可以在交替桥臂变换器(AAC)的一个臂两端、或者在串联桥变换器(SBC)的一相中或者模块化多电平变换器(MMC)中可见。
在电压形式是众所周知的并且可预测的(如在AAC、SBC或MMC中)时，这允许开关设备的优化。尽管此方法可用于任何预定的电压形式(例如锯齿或正弦电压形式)，但如果电压形式是阶跃电压，则预计何时应当切换开关元件是相对容易的，并且存在可以进行切换的定义好的时间段。如上文指出的，在所施加的电压具有提高或降低的幅值时，如例如在典型的AAC中可见的，可以在提高所施加电压的幅值的阶跃变化之前，以及在降低所施加电压的幅值的阶跃变化之后，可以执行控制至少一个开关元件的状态的步骤。
在一些此类的示例中，所述方法可以包括控制开关元件的状态，使得处于阻断状态的开关元件部分与所施加电压形式的每个阶跃变化关联地变化。紧密地跟踪电压形式允许与最大化所述方法关联的优点。然而，在其它示例中，为了简化切换和控制，在与每个电压阶跃关联的给定的状态，在开关元件部分中可以没有变化。所述方法可以包括控制开关元件的状态，使得处于阻断状态的开关元件部分在预定数目的阶跃变化或者预定的电压幅值变化之后以施加的电压形式等等变化。
在某个示例中，开关可以被设置成在相对高的电压环境中操作。
控制步骤可以包括改变至少一个开关元件的状态，并且还可以包括根据预定的选择标准选择控制哪个或哪些开关元件改变状态。
所述标准可以包括预定的方案：例如，可以以预定的开关方案以某个次序操作开关元件，这在一些示例中可以具有可变的起始点。在一些示例中，可以考虑其中使用开关的设备的状态选择开关方案：在第一操作状态(例如正常操作)，可以使用第一开关方案，在第二操作状态(例如异常操作)，可以使用第二开关方案。例如，在异常操作期间，所有的开关元件可以被控制同时进入阻断状态。在此示例中，选择标准包括根据预定的开关方案选择(若干)开关元件。
替代性地或者另外，选择标准可以是切换根据随机或伪随机选择方法指示的一个或多个开关元件。
在又一些另外的示例中，可以确定指示至少一个开关元件和/或关联电路的特性的数据，选择步骤可以基于确定的数据和预定的选择标准。
在一个示例中，数据可以包括指示开关元件温度的数据，预定标准可以包括期望的阈值温度或温度范围。这可以允许开关元件的温度保持优选范围-例如通过使其停留在导通状态以使其冷却，从而使较热的开关元件“静止”可能是优选的。在另一示例中，已经显示出不良性能或者具有降低的特性的开关元件可以保持“总是导通”以防止其对操作有不利的效应(这假定有充足的冗余开关元件，在峰值电压不要求每个开关元件都操作)。
替代性地或者另外，数据可以包括指示与一个或多个开关元件关联的能量储存装置的电荷水平和/或指示一个或多个开关元件开关状态历史的数据。本领域技术人员都熟悉，一些电路(其落入本文中的“辅助电路”的定义内)从开关元件两端的电压差“收集”能量，因此，开关元件可以被用作对此辅助电路供电的电压源。在一些示例中，能量可以用来对电路供电，以提供控制开关元件本身的状态的信号，从而将功率提供至栅极电路，提供开关元件状态的反馈(例如阻断、导通、故障等)等等。因此，可确定与具有较低电荷的能量储存装置关联的开关元件或在阻断状态不具有充足时间以允许能量积累在关联的能量储存装置中的开关元件(如由指示一个或多个开关元件的开关历史的数据确定的)可以被置于阻断状态以允许电荷积累。
在一些示例中，如果针对异常操作状态选择开关方案，并且如果存在可以帮助恢复异常操作和/或在异常操作期间保护电路的一个或多个辅助电路(例如缓冲器电路等等)，则在异常操作选择算法中可以比在正常操作期间给予对此类电路的需要更多的权重，在一些示例中，实际的开关元件的状态(诸如温度等等)可以被给予更高的权重。
在一些示例中，开关元件可以从功能上包括开关元件的多个子集，每个子集与能够从处于阻断状态的该子集中的所有开关元件收集能量的能量收集电路关联。在此示例中，所述方法可以包括根据来自子集内的开关元件的能量收集需求选择开关元件。例如，可以选择开关元件使其处于阻断状态，使得在子集中的开关元件处于阻断状态的积累时间在阻断状态周期上是(i)基本上相等和/或(ii)至少是阈值时间段。替代性地，如上文陈述的，可以确定能量收集电路的电荷水平。由于开关元件可以在变化的时间段内处于阻断状态(因此允许能量收集)，这允许对许多个开关元件的能量收集取平均。此方法还可能意味着来自可能在其阻断状态花费更长时间的第一开关元件的能量与第二或其它(若干)开关元件关联(即在子集中)地使用，因此提供开关方案的更多多面性。
根据本发明的另一方面，提供了开关设备，所述开关设备包括开关和控制器，
其中，所述开关被设置成断开电路并支持施加的可变电压，所述开关包括开关元件的串联连接，所述开关元件在阻断状态和导通状态之间是各个可控的；
并且所述控制器被设置成控制所述开关元件的状态，以断开所述电路，使得在所述设备的使用中，施加的电压为低时比施加的电压为高时有更少的开关元件处于阻断状态。
此设备因此可以控制开关元件，使得开关的阻断能力(与处于阻断状态的开关的数目有关)基本上或近似地跟踪所施加的电压形式。
可以根据本发明的第一方面的方法控制开关设备。
在一些示例中，所述开关设备包括辅助电路，所述辅助电路被设置成：
(i)控制至少一个开关元件的至少一个功能；
(ii)控制或平衡开关元件之间的参数；和/或
(iii)当所述开关元件处于阻断状态时，从至少一个关联的开关元件收集能量。
在一个示例中，辅助电路包括均压设备，所述均压设备被设置成分享处于阻断状态的任何开关元件上的所施加电压。本领域技术人员会认识到，有时提供此均压设备以确保电压在串联连接的装置(诸如开关元件)上平衡，没有一个装置承担不相称的电压。
此开关设备可以设置成使得对所有预计的施加电压，通过均压设备的电流明显地超过处于阻断状态的开关元件的漏电流。因为可以根据电压有效地确定开关的大小，均压设备可以分享开关元件上的处于或相对接近其额定电压极限的电压(例如，所支持的电压可以是合理的比例，例如其额定电压的60％或更多)。
在一些示例中，均压设备包括与每个开关元件并联设置的均压电阻器。这种布置对本领域技术人员是熟悉的。然而，在此示例中，由于开关能够根据电压被有效地确定大小，可以针对比所有的开关元件总是在低和高施加电压上提供电压阻断功能更窄的电压范围，优化均压设备。
在一些示例中，所施加的电压可以在已知的间隔以量化方式变化，均压电阻器选择为使得与开关元件的输出电容和其关联的均压电阻器关联的时间常数小于该间隔。这可以消除或降低对其它均压设备诸如电容式缓冲器电路的需要。
在一些示例中，开关元件包括至少一个第一类型的开关元件和至少一个第二类型的开关元件。
可以针对开关作为一个整体从导通到阻断状态的变化优化第一类型。即便在此阶跃出现在标称零电流和/或低电压的情况下(可以是在AAC、MMC或SBC的情况)，可能这些条件不能够被保证，因此，优选地，这些开关元件可以被设置成支持其它电流/电压条件。在一些示例中，因此，第一类型的开关元件选择为提供合理的高电流操作。
第二类型的开关元件可以被设置成保持而不是创建开关作为一个整体的阻断条件，并且因此可以被选择为在其导通状态具有低压降。
开关元件还可以包括第三类型的开关元件。例如，尽管第一类型的开关可以用于开关作为一个整体从导通到阻断状态的变化，但第三类型可以用于开关作为一个整体从阻断到导通状态的变化。在一些示例中，第三类型的开关元件可以具有与第一类型的开关元件共同的特征。
在一些示例中，所述辅助电路包括至少一个能量收集装置，所述至少一个能量收集装置被设置成根据至少第一和第二开关元件两端的电势差收集并储存能量。在一些示例中，所述设备可以使用收集的能量(i)控制开关元件的开关状态，(ii)给与至少一个开关元件关联的辅助电路供电。由于开关元件在变化的时间段可能处于阻断状态(因此允许能量收集)，这允许对许多开关元件的能量收集取平均。所述布置还可以意味着来自可能在其阻断状态花费更长时间的第一开关元件的能量与第二开关元件关联地使用，因此提供开关方案的更多多面性。例如，控制器可以被设置成控制开关元件，使得与第一能量储存装置关联的开关元件处于阻断状态的总时间基本上与和第二能量储存装置关联的开关元件处于阻断状态的总时间相似。
所述控制器可以被设置成基于以下的至少一个选择哪个开关元件应当处于阻断状态：预定的开关模式，随机选择，伪随机选择，指示至少一个开关元件的物理特性(例如温度)的数据，指示至少一个开关元件的开关状态历史的数据，开关元件类型，其中使用所述开关设备的设备的状态，任何辅助电路的状态。关于其中使用所述开关设备的设备的状态(例如变换器等等)，在一个示例中，在正常操作情况下，可以使用某种开关方案，而在异常操作情况下可以使用不同的方案。
在一个示例中，指示至少一个开关元件的开关状态历史的数据是使用暂态电压抑制器(TVS)确定的。本领域技术人员都熟悉，TVS和关联的电路可以记录开关元件已经受应力多少次。可以以此方式使用TVS以监测和/或保护开关操作的各方面，诸如开关元件本身，其栅极驱动器和/或栅极驱动器电源。
开关设备可以设置成提供AAC、SBC或MMC的控制器和开关(例如导向器开关)。在一些示例中，控制器可以起AAC、MMC或SBC的控制器的作用。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于控制在具有可变电压的电路中的开关的控制器，
所述开关包括开关元件的串联连接，所述开关元件在阻断状态和导通状态之间是各个可控制的；
所述控制器被设置成通过控制所述开关元件的至少一部分处于所述阻断状态来打开所述开关，使得施加的电压为低时比施加的电压为高时有更少的开关元件处于阻断状态。
控制器可以执行本发明的第一方面的方法和/或可以具有本发明的第二方面的控制器的任何特征。
关于本发明的一个方面描述的特征可以与本发明的另一方面的那些特征组合。
现在仅通过示例性参照附图，描述本发明的实施例。
附图说明
图1示出交替桥臂变换器的示例示意图；
图2示出开关的第一实施例示意图；
图3示出导向器开关两端的电压和电流示意图；
图4示出导向器开关两端的电压的详细示意图；
图5a-c示出开关的第二实施例示意图；
图6示出导向器开关两端的电压的详细示意图；
图7示出开关的第三实施例示意图；
图8示出辅助电路和关联的开关元件的排列的一个示例示意图；以及
图9A-E示出辅助电路的示例示意图。
具体实施方式
出于示例目的，如图1中示意性示出目前在交替桥臂变换器100(AAC)的背景下描述本发明的实施例。变换器100的每一相具有一对臂102a、102b(仅关于各对中的一个进行标记，以避免使图过于复杂)。每个臂102a、102b包括设置成接合所需电压、臂电感器106和导向器开关108的多个单元的堆叠104。
在图1的展开图示出在此示例中构成单元的堆叠104的两个示例性单元110。可以看出，每个单元110包括能量储存装置，在此示例中是电容器112，其可以插入到电路中、被阻断或绕过，以便根据许多个开关元件114的开关状态近似AC电压。堆叠104可以由许多个这种单元110构成。在此示例中，单元110具有半桥设计，但其可以具有其它设计，诸如全桥设计。
导向器开关108控制使用哪个臂102传导交流(AC)电流，在每个半周期中使用每对的一个臂102以近似AC电压。
在此示例中，变换器100还包括对DC电压进行滤波的DC滤波器电路116，和设置成控制变换器100的功能的控制器118，具体地是本说明书中的任何开关的开关状态。
本领域技术人员所熟知，在使用一个对的第一臂102a构造正弦波的正半周期，一个对的另一臂102b构造负半周期时，每个单元的堆叠104产生的最大电压等于直流母线电压的一半。
由于半导体开关能够支持的电压即其额定电压是有限的，当额定电压提高时，成本也随之增加，导向器开关108的功能通常不由单个开关元件执行。
在图2中示出适用于AAC 100(或另一多电平变换器)内的开关108的示例。开关108包括半导体开关元件202的串联组合，在这种情况下，是组合的绝缘栅双极晶体管(IGBT)。在典型的示例中，在开关108中可以有数十或甚至上百或者更多的开关元件202。
在本说明书中描述的示例中，给定在需要承受在导向器开关108(作为一个整体)处于阻断(非导通)状态下，可能施加在其两端的最大电压，确定在串联连接中开关元件202的数目。
通常确保由任何单个开关元件支持的单个电压不超过其最大推荐工作电压，最大推荐工作电压可以根据其集电极-发射极电压定义，通常表示为VCES。开关元件202的VCES通常在器件数据表单中作为栅极与发射极短路集电极和发射器端子之间的最大推荐电压列出，并且通常是这样的电压电平，超过此电压电平，漏电流开始升高到显著的水平。然而，此值是取决于温度的，会遇到制造的差异，因此特定的开关元件的实际使用中的最大建议VCES可能是不同的，可能比数据表单中列出的更低(例如大约60％)。这意味着本领域技术人员在设计电路时可能是保守的，使得实际中从未达到VCES。
如果可以假定当开关108关断时开关元件202之间存在理想的电压分享，则所施加的电压应当由所有的开关元件202相同地分享。然而，根据其电容、电阻和漏电流，开关元件202之间有公差容限，可能是这种情况：串联连接的开关元件202的两端的电压存在不平衡。因此，如下面更详细地讨论的，可以提供均压设备，诸如均压电阻器和“缓冲(snubber)”电容器。
在典型的开关应用中(诸如在具有脉宽调制控制的系统中)，开关元件可能经受两个电压电平：低电压电平和高电压电平。在其它应用中，AC频率的正弦波电压可以施加到具有缓冲控制的半导体装置。在又一些应用中，诸如在用作AAC 100中的导向器开关108时，打开的开关可能受到以量化(阶梯)方式变化的电压范围。
在此示例中，要求开关108支持具有预先确定的形式并且以量化方式(尽管其它电压形式是可行的)变化的电压。
通过示例，在图3中示出AAC 100的特定导向器开关108两端的电压和电流。当导向器开关108处于阻断状态(即导向器开关108作用为将臂102的单元110与AC侧连接隔离)时，需要提供的电压V具有阶梯形状。其特征在于比最大电压小的给定幅值的初始电压阶跃，之后是较小的给定的电压阶跃，直到达到最大电压。可以看出，当开关108处于导通状态时，AC电流I的半周期从其通过。
应注意的是，在图示的示例中，在周期开始时存在零电流条件。这可能并非总是如此。如果存在高电抗性负载(high reactive load)，则电流可以“反向”流动，即通过单元的二极管流动。可以通过“重叠”模式操作AAC，使得导向器开关在超过半个周期中打开。在此模式中，存在两个臂都处于导通，DC电流可以循环的时段。而且，在某些异常条件下，存在当使得开关108打开时，电流仍在臂102中循环的可能性。不过，现在描述的方法的操作不要求初始零电流状态，在下面进一步提供非零电流操作的可能性。
与峰值电压相比，电压阶跃可能相对较小，在此示例中，处于近似2kV的区域中，具有更大的初始阶跃。
因此，当导向器开关108首先打开时，其两端的电压相对低。然而，这可能仍然足以高到超过导向器开关108内的单个开关元件202的电压限制。
根据本发明的一个实施例，控制器118被设置成根据在此时需要其提供或将要提供的电压控制导向器开关108的各个开关元件202。并非所有的开关元件202都设置在阻断状态，用于开关108在所有时间执行阻断功能。实际上，一些开关元件202会保持在导通状态。当电压增大时，控制器118控制开关元件202，使得处于阻断状态的开关元件202的数目增大。换种方式讲，处于阻断状态的开关元件202的数目至少在某种程度上跟踪该电压。此方法至少近似有效地将导向器开关108的尺寸制成其提供电压需求的大小。
现在参照图4描述特定的示例，图4考虑示例性导向器开关108，其包括串联连接的一百个3.3kV的开关元件202(在此情况下是IGBT器件)，每个具有2kV的标称电压额定值。开关108两端的电压具有图4中所示的形状。
在常规方法中，在时间T1，所有的开关元件202都设置在阻断状态。由于开关元件202之间的理想电压分享，一百个开关元件202中的每一个会支持电压的1/100份额，可在每个开关元件202两端看到阶梯电压形式；即在T1，60V，在T3，100V等。实际上，如上文提到的，可以使用如上文提到的均压电阻器和缓冲器电路确保电压分享，原因是每个电压阶跃本身会超过单个开关元件202的允许电压。在此示例中，均压设备必须设置成在宽的电压范围上是有效的，例如在开关108两端从100％到5％的全额定电压。
此外，如下文更详细地描述的，可以存在辅助电路。如本文中使用的术语“辅助电路”是与一个或多个开关元件202关联的任何电路，并且包括控制至少一个开关元件的至少一个功能的电路，控制或平衡开关元件之间的参数的电路；和/或当开关元件处于阻断状态时从至少一个关联的开关元件收集能量的电路。
在现在描述的本发明的实施例中，不是一次将开关108中的所有开关元件202变成其阻断状态，而是一开始只切换开关元件202的子集，而开关元件202的剩余部分保持在其导通状态。在此实施例中，在给定时间，需要支持实际的或迫切期望的电压的最小数目的开关元件202被控制在其阻断状态。
对于图4的特定示例，在时间T1，只有三个开关元件202需要支持6kV，所以100个开关元件202中只有三个会被控制器118控制在其阻断状态。在其它示例中，可以增加冗余，四个或更多的装置可以被控制到其阻断状态以提供第一电压阶跃。以此方式进行控制，开关元件202两端的电压处于或接近该开关元件202的全额定电压。
在点T2(或之前)，四个开关元件202被控制，使得他们处于阻断状态，所以它们支持其全额定电压或接近全额定电压。在T1和T2之间，这四个开关元件202可以包括或者可以不包括处于其阻断状态的任意三个开关元件202：可以从导向器开关108内的所有开关元件202中选择新的开关元件202。在下面详细地陈述用于选择在何时操作哪些开关元件202的方法的一些示例。
以此方式，当电压幅值增大时，增大比例的开关元件202被控制到阻断状态。类似地，当电压幅值降低时，增大比例的开关元件202可以被控制到其导通状态。
有效的是，这允许开关108的有效额定值至少近似地匹配所施加的实际电压。以此方式控制开关108具有许多优点，如下文讨论的允许与开关108关联的电路的优化，并允许开关元件202“静止”在其导通或“ON”状态。要认识到，尽管开关元件202在其导通状态会导通，但如果没有很大的电流流过，则尽管在导通状态他们实际上不是导通的。还要认识到，尽管开关元件202处于导通状态，但不是实际上导通，其受到较小的热应力。
在此示例中，第一电压阶跃(当导向器开关108首先关断时)有定义的值，后续的阶跃有定义的值。初始“关断”可以是应力更大的事件，原因是在导向器开关108内可能存在一些电流。对于所有其它转换，在正常操作状态中，只有通过导向器开关108流动的电流是漏电流，漏电流是小的。因此可以假定这种过渡是低应力，与最小损失关联。因此，可以根据其作用来选择用于每个转换的导向器开关108内的开关元件202。例如，执行导向器开关OFF(关断)和/或ON(导通)状态变化的开关元件202可能对于此(潜在地)相对有应力的事件进行优化，其它开关元件202可以只用于中间阶跃，因此可以在此基础上选择，例如具有较不苛刻的额定值要求(因为预期的应力较小)，这可以降低成本，和/或可以表示可以针对其它需求(诸如低导通状态电压降)更自由地选择开关元件，这例如与高额定值结合可能不可用于(或者只在较高的成本是可用的)。
实际上，执行导向器开关OFF和/或ON状态变化的(若干)开关元件202可以是与其它开关元件(例如是IGBT)不同类别的开关，而其它开关元件202可与相对低导通状态电压降关联(例如晶闸管类型的开关元件)，因为这可能降低电路中的损耗。
例如，MOS栅极晶闸管通常具有更好的导通状态能力，这表现在较低的正向压降。然而，与IGBT相比，其可能更慢，损耗更大和/或较不稳定(less robust)。因此，可以选择MOS-栅极晶闸管以用来提供不需要参与断开电流的开关元件202，提供比执行类似作用的IGBT更好的导通状态损耗。可替换性地，可以使用两种不同类型的IGBT，每个IGBT针对不同的操作点优化。两种类型都可以具有相同的关断状态电压能力，选择一个类型具有较高的导通状态电压，并且能够断开全额定电流，而另一个类型具有较低的导通状态电压，但不需要具有开关全额定电流的能力。
如上文提到的，在一些示例中，具体地在电压阶跃之间的时段长到足以认为是导向器开关108的DC条件时，应当考虑开关元件202之间的电压分享，并且可以提供包括均压设备的辅助电路。
图5示出导向器开关500的第二示例，其中，每个开关元件2021-n与均压设备关联，均压设备(voltage sharing apparatus)为共同提供无源均压电路的均压电阻器5021-n的形式。
均压电阻器502电阻值通常选择为在高电阻值和低电阻值之间的中间值，高电阻值最小化在峰值电压时通过电阻器的电流，因此降低损耗，低电阻值确保在较低电压时的适当的电压平衡。为了满足此中间值，通常指定均压电阻器502，使得通过均压电阻器502的电流大约比为关联的开关元件202指定器件最大的漏电流高十倍。
考虑这种情况，如果所有的开关元件202一次操作以打开或闭合图5的开关500，则在其两端施加图3的电压形式。如果开关两端预计的最大电压(即图3中的最高电压)用来计算期望的电阻器的值，则在电压范围的高端，会有低的损耗和良好的电压分享性能。然而，当首先控制开关500以进入阻断状态时，观察的电压很可能比峰值电压低至少10倍。结果，通过均压电阻器502的电流也低十倍，会与开关元件202的漏电流相当，导致电压平衡的减小，因此这可能意味着各个开关元件202可能经受过大的电压。如果是针对开关500两端的电压范围的下端指定均压电阻器502，这确保在所有的关断状态电压器件两端有足够的电压分配，但(由于电阻器的值会比“高压”方法中低大约10倍)这会导致当电压增大并且冷却需求可能增大时附加的功率损耗。
在特定的示例中，开关元件202是3.3kV IGBT，每个开关元件202的标称关断状态电压为2kV，漏电流为5mA。均压电阻器502各自具有电阻Rgrade。当开关元件202为导通时，即在导通状态，其电阻大大地低于Rgrade，电流会通过开关元件202流动。在开关元件202的关断状态，即当开关元件202处于其阻断状态时，电流的平衡会取决于施加在开关元件202/均压电阻器502两端的电压，并且在2kV的全额定电压，期望大多数的电流会流过电阻器502。
常规上，基于标称电压计算均压电阻器502的电阻值，假定比在均压电阻器502中的电流高10倍，得出电阻器的值为：
R＝2kV/(10＊5mA)＝40kOhm。
如上文指出的，此值对全额定电压表现良好。
然而，在第一电压阶跃(100V施加在40千欧电阻器两端)中通过电阻器502的电流I是：
I＝100V/40kOhm＝2.5mA。
该电流比开关元件漏电流更低，因此均压电阻器504在此电压电平不会实现开关500两端的电压分配，存在单个开关元件上的电压可能超过标称最大电平的风险。
为了避免这种情况，可以根据第一电压阶跃确定均压电阻器502的大小，导致电阻器的值为：
R＝100V(10＊5mA)＝2kOhm。
但在全电压，通过此均压电阻器502的高电流会产生高20倍的功率损耗。
现在具体参照图5a-c考虑本发明的示例性实施例。在第一状态(图5a)，开关500支持4kV，预计电压阶跃为6kV。
如图5a中所示，可以由两个开关元件202(在图中为开关元件2021和2022)支持初始4kV状态。因此，两个开关元件2021，2变成关断(处于阻断状态)，剩余的开关元件2023-n处于导通(即处于导通状态)。由两个关断的开关元件2021，2支持4kV，与这些开关元件2021，2关联的均压电阻器5021，2被选择为使得电压在开关元件2021，2之间均匀地分享。电流流动由实线表示。
对于下一电压提升(图5c)，开关两端的电压将是6kV，要求另一开关元件202处于阻断状态。在此示例中，如图5b中所示的，在基于预定的电压形式施加预计的更高电压之前，另一开关元件2023被控制到其阻断状态。这降低施加在每个开关元件2021-3两端的电压，但这种降低是适度的(每个则支持其额定电压的2/3)，因此关联的均压电阻器5021-3能够充分地执行电压分配。开关元件2023开关，同时支持非常低的电流(由于两个阻断的开关元件2021，2，导向器开关500作为一个整体处于阻断状态)，因此开关损耗是最小的。
如图5c中所示的，当施加6kV电压时，均压电阻器5021-3确保电压在关断开关元件2021-3之间均等地共享。
此示例假设电压将被共享，使得没有一个开关元件202提供电压超过其额定电压。然而，实际操作中，可以增加一些冗余，使得由开关108提供的总电压总是小于处于阻断状态的开关元件202的额定电压的和。
还可以是在操作的低压区域提供附加的冗余，原因是在此阶段有较少的开关元件202被使用(因此，任何一个开关元件未能在其预计的性能标准操作的影响是更明显的)。例如，可以使适当数目的开关元件开关，使得对于初始的一个或几个开关状态，每个开关元件标称地支持大约1/2或3/4等等的其额定电压，冗余等级逐渐降低，直到在开关500两端的最大电压，处于阻断状态的每个开关元件支持接近(或其实际的)额定电压。Rgrade的典型的值可以在几十或几百千欧姆的范围中。
在上面的示例中，在电压增大之前，操作额外的开关元件202。然而，并不一定是这种情况，在其它示例中，例如取决于开关元件202的类型或条件(例如在施加的电压提高到在施加的电压降低时使用的那些电压时可以使用不同的策略)可以应用不同的定时策略。出于简化操作和控制，优选地，在一些情况下，随着电压阶跃变化，同时操作一个或多个开关元件。
应该认识到，在开关元件202处于其导通状态(即ON)时，关联的均压电阻器502会产生最小的能量损耗，原因是大部分电流会通过开关元件202。
本领域技术人员都熟悉，可以使用其它均压设备，以平衡串联连接的开关元件202上的电压。例如，可以使用RC均压电路在操作频率下执行电压分享，其中图5中的电阻器502由电容器和电阻器的串联连接取代。这些元件的规范类似地涉及半导体器件阻断电压和漏电流。缓冲器电路可以被替代性或附加地提供。
如图6中所示，在一些示例中，当详细考虑时，开关108、500两端的电压的每个阶跃变化的电压分布(voltage profile)具有两个不同的特性。在第一阶段，堆叠104内的单元的快速切换导致导向器开关108、500两端的电压斜线上升。此斜线的倾斜度由堆叠104内的单元110的开关速度确定，整个电压阶跃变化通常可以出现在1-2μs的区域中。第二阶段是相对长的“松弛”时段，其中，施加的电压是恒定的。变换器100的开关频率会确定此间隔的持续时间，这例如可以在100-500μs的区域中。
在上文具体参照图5a-c描述的示例中，在导向器开关108、500内被关断的开关元件202处于或合理地接近其最大额定电压，因此使其耗尽区完全建立，其输出电容处于低值。均压电阻器502可以选择为使得与开关元件202的输出电容和其关联的均压电阻器502关联的时间常数小于“松弛(relaxation)”时间段。这意味着即便没有电容缓冲器元件，此均压电阻器502能够成功地平衡导向器开关108、500内开关元件202两端的电压，这可以消除或基本上降低对其它均压设备诸如缓冲器电路的需要。
导向器开关108、500的每个开关元件202的状态由控制器118控制。在此示例中，控制器118包括处理电路，以确定开关元件202的状态变化的时间。
这可以与导向器开关108、500电压分布(即与堆叠104内的单元110的开关)同步，或者可以在阶跃变化之前(具体地，当电压幅值增大时)或之后(具体地，当电压幅值降低时)进行。然而，在一些示例中，可能期望要确保支持所施加电压的开关元件202的电压能力水平总是高于所施加的电压幅值，提供一些冗余，并且针对现实世界装置特性的任何差异。
在一个示例中，许多开关元件202的第一和最后的状态变化与导向器开关108、500的电压同步以将导向器开关108、500作为一个整体从ON(导通)过渡到OFF(关断)状态，反之亦然。
现在讨论关于选择哪些开关元件202进行操作的示例。
在一个示例中，控制器118可以设置成使用“开环”(即基于测量的参数没有反馈或控制信号)开关方案选择开关哪些开关元件202。用于在给定时间选择哪些开关元件202被开关的开关方案可以在一个AC周期上或在许多个AC周期上是一致的。例如，在第一周期上，开关元件2021可以首先被控制到其阻断状态，之后是开关元件2022，然后是开关元件2023等等，顺序可以颠倒，以在电压下降时，控制开关元件202回到导通状态。在下一个半周期中，可以选择相同或不同的开关元件作为第一个来控制其进入阻断状态，例如2022，周期继续，每个开关元件202依次作为第一周期。当然，应该认识到，标识的特定的开关元件202只是作为示例，可以以任何次序操作开关元件202。
在开环控制的其它示例中，可以进行开关元件202的随机或伪随机选择，或者可以有任何预定的开关模式。
在其它示例中，控制器118可以操作闭环开关方案，其中，控制器118可以接收一个或多个参数的指示，此指示可以用在确定哪些开关元件202被控制改变开关状态。例如，指示可以涉及以下的一个或多个：
·开关元件202温度
通过保持“热的”开关元件202处于或将其切换到其导通状态，可以使“热的”开关元件202静止(使施加几乎零电压和零电流)，因此允许其冷却，这可能导致提高开关元件的生命期限，和/或降低对冷却系统的需求。
·辅助电路的状态
在一些示例中，可以与开关元件202关联地(例如并联)提供辅助电路(这例如可以代替均压电阻器或者在均压电阻器的旁边)。如果开关元件202例如是IGBT(或许多其它半导体开关器件中的任何一个)，此辅助电路可以包括电容器，电容器两端的电压可用来选择开关元件202。
·辅助电路的功率需求/可用功率
导向器开关108、500内的开关元件202的辅助电路(例如如上面提到的栅极驱动器)可以是使用从由至少一个开关元件202在其阻断状态支持的电压收集的功率的那个辅助电路。因此，控制器118可以设置成确保每个开关元件202在收集足够的功率所需的足够长的时间段内处于阻断状态。应该认识到，例如，在电压波形的“峰值”，一些开关元件202只在相对短的时段中处于阻断状态，剩余很小的时间给此辅助电路的电源充电。因此，一种开关方案可确保在周期中相对早地切换到阻断状态的那些开关元件202之后，在周期中相对迟地切换到其阻断状态的开关元件202保持在阻断状态。下面讨论单个功率收集电路与超过一个开关元件202关联的其它实施例。
对于较窄范围的电压，任何功率收集电路都可以被优化，因为处于其阻断状态的开关元件202两端的电压分布，其通常会在每个单位时间内的变化少于所有开关元件202都同时设置在阻断状态的变化。
·开关元件202使用历史/之前状态
例如，这可以包括以下考虑：近期操作开关元件202有多久，或者与其它开关元件202相比有多频繁，或者在给定的状态花费的时间。
如上面已经提到的，辅助电路可以包括至少一个电路，其使用从由至少一个开关元件202提供的电压收集的功率，因此可以使用开关策略确保关联的开关元件在阻断状态花费足够的时间，以允许能量积累。然而，替代性地或者另外，如关于图7现在讨论的，可以将开关元件202分组在共同的功率收集的一个组中。
图7示出开关700的一个示例，其中，开关元件202(在此情况下是IGBT)从功能上分组成各个对，每个对形成子集701，子集701共享共同的栅极电源单元702并具有共同的能量收集和存储装置，在此示例中包括功率收集模块704。用在开关700内物理地邻近的开关元件202形成子集701可能是方便的，尽管不限于这种情况。组中的每个开关元件202具有栅极驱动706，其由共享的电源单元702供应功率。
尽管在此示例中在子集701中有两个开关元件202，但可以有更多。此外，并非在开关700中的所有开关元件202都需要在子集701中，子集701不要求包括相同数目的开关元件202。
子集701内的开关元件202例如可以被控制，使得如果一个在峰值电压操作(因此在相对短的时间量内在阻断状态)，子集701内的至少一个其它开关元件202被控制以在AC周期中的不同点操作，使得它在更长时间阻断，功率收集模块704能够从开关元件202收集功率。
可以是子集701被控制，使得由子集701中的开关元件202提供的总阻断时间基本上对所有子集701是相同的(或至少不明显不同)。例如，考虑包括各个对的子集701，第一子集701可包含被控制具有最长关断(即阻断状态)持续时间的开关元件202和被控制具有最短关断持续时间的开关元件202。另一子集701可包含被控制具有第二最长的关断持续时间的开关元件202和被控制具有第二最短的关断持续时间的开关元件202，等等。可以基于存储的充电水平，替代性地或者另外选择开关元件202。
图8和9A-E涉及辅助电路，其可以包括连接至一个或一系列半导体开关的有源和/或无源电气部件。图8示出两种类型的辅助电路。第一种类型的辅助电路802并联连接至串联串中的每个开关元件202，并且可以连接至其任何或所有端子(即阳极、阴极和栅极)。第二种类型的辅助电路804在两个开关元件202之间共享，并且可以具有到两个开关元件202的任何端子、任何组合或所有端子的连接(在图示的示例中，第二种类型的辅助电路804连接至下开关元件202的阴极和上开关元件202的阳极)。
可以独立地提供第二种类型的辅助电路804，但还可以与至少一个第一种类型的辅助电路802一起使用。可以独立地提供第一种类型的辅助电路802。
每个辅助电路802、804可以包括(或还细分成较小的子电路，包括)：
·功率收集电路，其设置成获得、储存和供应由任何其它辅助电路或子电路所需的可靠功率。
·“栅极驱动器”电路，其负责改变开关元件202的导通状态，这通常可以包括第一种类型的辅助电路802，并且可以从功率收集电路得到功率。
·电压平衡电路，其平衡串联连接的装置两端的电压。此电路可以在全操作周期中是有源的，并且可以针对不同频率设计。电压平衡电路例如可以是电阻器-电容器缓冲器(见图9A)或电阻器-电容器-二极管缓冲器、DC均压电阻器(见图9B)等等。用来控制和监测这些元件的控制逻辑可以被用作控制/选择算法的输入，例如目的是平衡使用，优化开关元件202的寿命。
·过电压保护/平衡电路。过电压平衡电路的示例可以包括电容器-二极管缓冲器(见图9C)、雪崩二极管(见图9D)或暂态电压抑制器(见图9E)。一旦开关元件202的端子两端的电压超过某电平(其可以是标称Vce电平)，则此电路可以运行。一旦运行，此电路操作以通过限制电压变化的速率，例如抑制在设计限制内的扩展来均衡开关元件202两端的电压。可以监测电容器电压，目的是确保其在开关元件串两端至少近似相等。可以通过选择在缓冲器电容上具有最低电压/能量的开关元件202处于阻断状态来对此进行控制。在一些示例中，缓冲器电容可形成能量收集电路的一部分。一些过电压保护电路具有对已经施加的过电压应力的次数进行计数的能力。开关元件选择过程可以布置成在可用的开关元件202上共享可能地应力开关事件，以最大化此保护电路的寿命。
·过电流保护/电流分享电路，其从开关元件202转移电流的一部分。
需要注意的是，AAC 100(或其它设备，诸如其它变换器)通常可以包括处理器，处理器被设置成基于各个部件的状态的监测，控制单元110内开关的时间，并控制其它部件。此处理器可以包括控制器118的一部分，因此还可以根据算法执行开关元件202的控制，和/或可以接受关于开关元件202和/或辅助电路的状态(例如温度、电源单元802的充电水平等)的输入。
尽管已经在附图和前述的描述中详细地图示和描述了本发明，但这些图示和描述要认为是示意性的或示例性的不是限制性的；本发明不局限于公开的实施例。来自一个实施例的特征可以与来自另一实施例的特征组合。
具体地，已经在AAC的导向器开关的背景下描述了本发明。然而，在其它示例中，可以在其它设备中找到此开关。例如，其它多电平变换器拓扑，诸如在WO2010/088969中描述的拓扑，可以包括将AC网络的一相连接至变换器的开关(在上面提到的应用中称作相元件40)，此开关可包括如本文中描述的被控制的开关。如本文中描述的开关还可以用在模块化多电平变换器中(通常称作MMC或M2LC)，诸如在ABB名下的WO2014/154265中描述的。这些文献的内容通过引用在最可行的程度上并入本文中。
已经关于各个实施例描述了本发明。除非明确指示为相反，否则描述的各个特征可以组合在一起，并且来自一个实施例的特征可以用在其它实施例中。
应当注意，上面提到的实施例图解说明而不是限制本发明，在不偏离所附权利要求的范围下，本领域技术人员能够设计许多替代性实施例。
词语“包括”并不排除除了权利要求中列出的那些之外元件或步骤的存在，“一”并不排除复数，单个特征或其它单元可以满足在权利要求中陈述的几个单元的功能。权利要求中的任何参考数字或标记不应当解读为限制其范围。

Claims (19)

1.一种使用开关断开电路的方法，其中，可变电压施加在所述开关两端，并且所述开关包括开关元件的串联连接，所述开关元件在阻断状态和导通状态之间是各个可控制的，
所述方法包括控制所述开关元件的状态，使得开关元件的至少一部分处于阻断状态，其中，与施加的电压幅值为高时相比，施加的电压幅值为低时更少的开关元件处于阻断状态。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，处于阻断状态的开关元件的所述部分被确定，使得每个开关元件支持其额定电压的至少预定比例。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，其中，施加的电压包括预定的阶跃电压形式，并且所述方法包括以如下控制所述开关元件的状态
（i）在所述施加的电压中的阶跃变化之前，
（ii）在所述施加的电压中的阶跃变化之后，和/或
（ii）与在所述施加的电压中的阶跃变化同时。
4.根据权利要求1或2所述的方法，其中，控制步骤包括改变至少一个开关元件的状态，并且还包括根据预定的选择标准选择控制哪一个或哪些开关元件改变状态。
5.根据权利要求4所述的方法，还包括确定对至少一个开关元件的状态进行指示的数据和/或对与所述开关关联的辅助电路进行指示的数据，并且选择步骤基于确定的数据和预定的标准。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述数据指示以下的至少一个：开关元件温度、电源充电水平、开关元件开关状态历史、辅助电路状态、开关元件类型。
7.根据权利要求1至2中任一项所述的方法，其中，所述开关元件包括开关元件的多个子集，并且每个子集与能够从该子集中处于阻断状态时的所有开关元件收集能量的能量收集电路关联，并且所述方法包括根据子集的能量收集电路的需求选择开关元件。
8.根据权利要求7所述的方法，其包括选择要处于阻断状态的开关元件，使得在子集中开关元件处于阻断状态的积累时间（i）基本上相等和/或（ii）至少是阈值时间段。
9.一种开关设备，所述开关设备包括开关和控制器，
所述开关被设置成断开电路，并支持具有预定形式的施加的可变电压，
所述开关包括开关元件的串联连接，所述开关元件在阻断状态和导通状态之间是各个可控制的；
并且所述控制器被设置成控制所述开关元件的状态，以根据电压形式断开所述电路，使得在所述设备的使用中，与施加的电压为高时相比，施加的电压为低时更少的开关元件被控制处于阻断状态。
10.根据权利要求9所述的开关设备，还包括辅助电路，所述辅助电路被设置成：
（i）控制至少一个开关元件的至少一个功能；
（ii）控制或平衡开关元件之间的参数；和/或
（iii）当所述开关元件处于阻断状态时，从至少一个关联的开关元件收集能量。
11.根据权利要求10所述的开关设备，其中，所述辅助电路包括均压设备。
12.根据权利要求11所述的开关设备，其被设置成使得对于所有所需施加的电压，通过所述均压设备的电流大幅度地超过所述开关元件的漏电流。
13.根据权利要求11或权利要求12所述的开关设备，其中，所述均压设备包括与每个开关元件并联设置的均压电阻器，并且在所述开关设备的使用中，所述施加的电压以量化方式以规则的间隔变化，并且所述均压电阻器选择为使得与开关元件的输出电容和其关联的均压电阻器关联的时间常数小于所述间隔。
14.根据权利要求9至12中任一项所述的开关设备，其中，所述开关元件包括至少一个第一类型的开关元件和至少一个第二类型的开关元件，其中，针对高电流开关操作选择所述第一类型的开关元件，和/或所述第二类型的开关元件包括低压降特性。
15.根据权利要求9至12中任一项所述的开关设备，其中，所述控制器被设置成基于以下的至少一个选择哪个开关元件应当处于阻断状态：预定的开关模式，随机选择，伪随机选择，指示至少一个开关元件的状态的数据，指示至少一个开关元件的开关状态历史的数据，开关元件类型，其中使用所述开关设备的设备的状态，辅助电路的状态。
16.根据权利要求10至12中任一项所述的开关设备，其中，所述辅助电路包括至少一个能量储存装置，所述至少一个能量储存装置被设置成根据至少第一和第二开关元件两端的电势差储存能量。
17.根据权利要求16所述的开关设备，其中，所述辅助电路包括多个能量收集装置，每个能量收集装置被设置成根据关联的多个开关元件两端的电势差收集能量，并且所述控制器被设置成控制所述开关元件，使得当用于断开电路时，与第一能量收集装置关联的开关元件处于阻断状态的总时间基本上和与第二能量收集装置关联的开关元件处于阻断状态的总时间相似。
18.根据权利要求9至12中任一项所述的开关设备，其被设置成提供交替臂变换器、多电平变换器和/或串联桥变换器的控制器和导向器开关。
19.一种用于控制开关的控制器，所述开关被设置成断开具有可变电压的电路，所述可变电压具有已知电压形式，
所述开关包括开关元件的串联连接，所述开关元件在阻断状态和导通状态之间是各个可控制的，
所述控制器被设置成通过控制所述开关元件的至少一部分处于阻断状态来打开所述开关，使得与施加的电压为高时相比，施加的电压为低时更少的开关元件处于阻断状态。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2545445A (en) * 2015-12-16 2017-06-21 General Electric Technology Gmbh Voltage balancing of voltage source converters
BR112018013699B1 (pt) * 2016-02-22 2023-03-07 Chevron U.S.A. Inc. Sistema de perfuração de fundo de poço e método
US11283440B2 (en) * 2018-04-03 2022-03-22 Siemens Energy Global GmbH & Co. KG Circuit arrangement and power converter module having semiconductor switches connected in series
CN109935479A (zh) * 2019-04-23 2019-06-25 西安交通大学 基于真空磁吹转移的直流断路器及其开断方法
GB2586632B (en) * 2019-08-30 2022-12-21 Fekriasl Sajjad Method of submodule switching control in modular multilevel converters

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4665458A (en) * 1983-09-27 1987-05-12 Japan Atomic Energy Research Institute Acceleration power supply
US5566063A (en) * 1993-10-21 1996-10-15 Abb Management Ag Electronic power converter circuit arrangement and method for driving same
CN101888229A (zh) * 2010-05-25 2010-11-17 中国电力科学研究院 一种新的igbt高压串联阀控制与监测系统
CN102290969A (zh) * 2011-07-29 2011-12-21 清华大学 一种绝缘栅双极性晶体管串联运行的均压控制电路
CN102545554A (zh) * 2012-01-05 2012-07-04 中国电力科学研究院 一种基于IGBT与SiC雪崩二极管反并联的串联电路

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE510597C2 (sv) * 1997-03-24 1999-06-07 Asea Brown Boveri Anläggning för överföring av elektrisk effekt
WO2010088969A1 (en) 2009-02-09 2010-08-12 Areva T&D Uk Limited Converter
WO2014154265A1 (en) 2013-03-27 2014-10-02 Abb Technology Ltd Hybrid power converter with modular multilevel strings (m2lc) in neutral point clamping topology

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4665458A (en) * 1983-09-27 1987-05-12 Japan Atomic Energy Research Institute Acceleration power supply
US5566063A (en) * 1993-10-21 1996-10-15 Abb Management Ag Electronic power converter circuit arrangement and method for driving same
CN101888229A (zh) * 2010-05-25 2010-11-17 中国电力科学研究院 一种新的igbt高压串联阀控制与监测系统
CN102290969A (zh) * 2011-07-29 2011-12-21 清华大学 一种绝缘栅双极性晶体管串联运行的均压控制电路
CN102545554A (zh) * 2012-01-05 2012-07-04 中国电力科学研究院 一种基于IGBT与SiC雪崩二极管反并联的串联电路

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