CN1071066C - 含脉宽调制控制器的装置，脉宽调制控制系统和控制多相直流电机的方法 - Google Patents
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Abstract
PWM受控的多相直流电机设备有一个多相直流电机、电流传感器和PWM控制器。直流电机有多个绕组，它们在换向期间以换向频率接通和关断。电流传感器用于检测直流电机所有绕组内的电源电流。PWM控制器使用选定的PWM频率且其占空度可变的PWM信号控制直流电机。使用来自电流传感器的反馈，PWM控制器通过调节PWM信号的占空度，使直流电机的转矩保持基本恒定。PWM控制器包括软切换电路，它操纵用于生成控制PWM信号的电压，其操纵方式使得绕组电流在换向期间线性变换。电流线性变换的变换速率比PWM频率低，由此降低换向期间的转矩波动。连续PWM占空度控制和换向期间的电流线性变换的综合明显地降低了换向基频、以及低次谐频处的转矩波动。还说明了多相直流电机的PWM控制方法。
Description
发明领域
本发明涉及多相直流电机用控制器，具体而言是涉及多相直流电机用脉冲宽度调制(PWM)控制器。本发明还涉及多相直流电机脉冲宽度调制控制的方法。
发明背景
常规的无刷DC(直流)电机有一个可旋转的转子，它装于由多个绕组组成的定子之内或外部。一般的三相直流电机有三个这样的绕组。通过使电流流经一或多个绕组，在定子内产生磁场。转子包括永久磁体，它与该磁场相互作用从而导致旋转。在有磁场存在的情况下，永久磁体试图使自己与磁场的极性一致。直流电机通过相继地将电流从绕组切换到另一绕组而运行，这样磁场总是领先于永久磁体。永久磁体一直试图与磁场一致，从而使转子旋转。
使电流从一个绕组切换到下一绕组的过程被称为“换向”。换向通常涉及接通一个绕组同时关断另一个绕组。使绕组接通和关断的频率称为“换向频率”。
直流电机可以用数种方法加以控制。一种途径是使用脉冲宽度调制(PWM)控制器。PWM控制器输出的是具有恒定幅度、但脉冲宽度可变的方波信号。该方波信号通常以高频20-50KHz输出。
与直流电机有关的一个问题是被称为“转矩波动”的现象，它发生在换向期间。转矩波动主要是由于在电机绕组上施加方波引起的。即，由于方波的上升和下降边缘几近垂直，因此方波几乎是立即接通或切断电机绕组。这种电流的急剧变化导致在电机内产生振动或转矩波动。转矩波动的频率内容包括换向频率及其高次谐波。
转矩波动是不希望发生的，因为这通常产生可听噪声，例如蜂鸣声。许多采用了直流电机的商用设备对这类噪声很敏感。例如，视频录像机将小的直流电机置于离高灵敏度传声器非常近的位置处。通常希望能够减少来自直流电机的噪声，以避免对声记录造成声频污染。在计算机工业，希望能减少由直流电机驱动的磁盘驱动器所产生的蜂鸣声。
一个已被证实的减少转矩波动的现有技术方法是在换向期间以低受控速率对绕组的电压进行变换，而这导致以较低速率对绕组电流进行变换。该方法不减少换向频率下的转矩波动，但可减少高次谐波频率部分。
然而，对于PWM受控的直流电机，为了保持PWM控制所能提供的效率电机上的电压是以非常高的速度进行切换的。这与以低速变换电压以降低转矩波动的目标是相反的。
因此，需要一种既保持PWM控制的优点、又降低了转矩波动的PWM受控直流电机。
发明概要
根据本发明的一方面，提供一个设备，它包括：多相直流电机，它具有多个在换向期间以换向频率接通和关断的绕组，这些绕组接通和关断的时间彼此不同；电流传感器，连接用于检测直流电机中所有绕组内所流动的电流；以及PWM控制器，连接用来根据电流传感器的反馈控制直流电机，PWM控制器以选定的PWM频率生成PWM信号，其占空度是可变的，以控制直流电机，PWM控制器使用电流传感器的反馈、通过调节PWM信号的占空度使直流电机内的转矩基本保持恒定。
根据另一方面，PWM控制系统，该系统使用具有选定的PWM频率的PWM信号控制多相直流电机，所述直流电机有多个在换向期间以换向频率接通和关断的绕组，所述绕组接通和关断的时间彼此不同，所述PWM控制系统包括：电流传感器，连接用于检测直流电机的所有绕组内流过的电源电流，所述电流传感器输出正比于所检测电流的电压；积分放大器，它基于对所希望的参考电压和来自电流传感器的电压的比较生成误差电压；以及第一和第二占空度控制器周期性交替地独立地与积分放大器相连与断开，所述占空度调节器基于误差电压调节PWM信号的占空度，以使直流电机的转矩保持基本恒定，每个占空度控制器具有一个整形网络，该网络在换向期间操纵误差电压，以实现被接通或关断绕组的电流的变换，其变换速率比PWM频率低，由此降低转矩波动。
根据又另一方面，使用具有选定PWM频率的PWM信号对多相直流电机进行控制的PWM控制方法，所述直流电机具有多个在换向期间以换向频率接通和关断的绕组，所述绕组接通和关断的时间彼此不同，所述方法包括下列步骤：检测直流电机的所有绕组内流动的电源电流；以及基于所检测电流改变PWM信号的占空度，使直流电机的转矩保持基本恒定。
附图简述
本发明的优选实施例将在下文参照如下附图加以说明，这些附图描述了体现实施本发明的最佳方式的一些实例。
图1是根据本发明的软切换、PWM受控的直流电机的框图。
图2是说明图3-5关系的图例，图3-5是根据本发明一方面的软切换、PWM受控的直流电机优选实施例的功能简图。
图3是多相直流电机的功能简图。
图4是驱动图3直流电机所用的绕组选择逻辑电路的功能简图。
图5是根据本发明一方面的PWM控制器的功能简图。
图6描述了在一定时间内流经本发明软切换，PWM受控直流电机的电流的变化情况。
图7描述了在一定时间内流经未根据本发明加以控制的直流电机的电流变化情况。
图8示意了图5的PWM控制器内的电压波形。
图9示意了基于图8的电压波形和一个三角波的组合的一个PWM信号产生情况。
图10示意了本发明的软切换，PWM受控的直流电机的总能量。
图11描述了未根据本发明控制的直流电机的总能量。
本发明的详细描述
本发明的该公开件是根据促进美国专利法的宪法精神，美国宪法第1章第8节“为了推进自然科学和有用技艺的发展”而提交的。
本发明是结合用于驱动磁存储盘驱动器中的心轴的一个三相直流电机进行描述的。但是，本发明的原理可应用于多相直流电机。另外，本发明的PWM受控的直流电机也适于其它用途，例如视频录像机、便携(声)磁带/CD播放机，或其它对蜂鸣声或噪声敏感的便携装置。
图1示意了根据本发明的PWM受控的多相直流电机设备20。设备20包括多相直流电机22和PWM控制系统24。多相直流电机22有多个绕组(例如三个绕组)，它们在换向期间以换向频率接通或关断。换向频率可以是例如2.88KHz。绕组以彼此不同的时间接通和关断，从而使电机内的磁场连续移相，由此使转子持续地追赶。
PWM控制系统24包括电流传感器26和PWM控制器28。电流传感器26用于检测在直流电机22内所有绕组中流动的电源电流。在优选实施例(下文说明)中，电流传感器26检测电源电流，而不是电机线圈电流。由于电源相对恒定，电流传感器可以说是检测轴功率。功率等于转矩乘以直流电机转速。由于直流电机的惯量的频率极点非常低，因此速度相对于换向频率来说是几乎恒定的。假定速度是恒定的，如果功率是恒定的则转矩也是恒定的。因此，控制功率使之恒定的结果即是转矩几乎恒定，而这会导致转矩波动降低。如果在从一个绕组向另一个绕组换向期间流经两个电机绕组的电流之和保持恒定，那么功率和转矩也将恒定。
PWM控制器28用来基于电流传感器26的反馈控制直流电机。PWM控制器28以选定PWM频率(例如30KHz)生成PWM信号，该PWM信号被输入至直流电机22。PWM控制器28使用来自电流传感器26的反馈，以保持直流电机内的转矩几乎恒定。
本发明的PWM控制器通过调节PWM信号的占空度，获得恒定扭矩控制。直流电机的实际电压等于电源电压乘以占空度。这样，通过调节占空度，直流电机的电压和电流可以有效控制。
PWM控制器包括软切换电路，它操纵用于生成控制PWM信号的电压，其操纵方式使得在换向期间绕组内的电流线性变换。该电流线性变换以低于PWM频率的变换速率进行，由此降低换向期间的转矩波动。连续的PWM占空度控制和换向期间电流的线性变换两者组合在一起，明显地降低了换向基频以及低次谐频处的转矩波动。
PWM控制器28优选包括两个占空度控制器30和32，以及绕组选择逻辑电路34。两个占空度控制器用于在换向期间独立地对送往正处于接通状态的绕组和送往正处于关断状态的绕组的PWM信号的占空度进行调节。占空度控制器从控制换向周期的其它逻辑电路(未示出)接收输入(以“换向时序”表示)。
这两个占空度在每次换向期间突然改变。例如，在第一次换向期间，第一PWM占空度控制器30为趋于“通”的绕组调节PWM信号的占空度，而第二PWM占空度控制器32对趋于“断”的绕组调节PWM信号的占空度。在下一个换向期间它们的角色调换，第二PWM占空度控制器32为趋于“通”的绕组调节PWM信号的占空度，第一PWM占空度控制器30为趋于“断”的绕组调节PWM信号的占空度。根据该双控制器结构，PWM控制器28可以独立地控制趋于“通”绕组和趋于“断”绕组的电流变换速率。
图3-5提供了根据本发明的PWM受控多相直流电机设备20的优选实施例的功能简图。图3-5根据图2所提供的说明彼此关联。图3示意一个三相直流电机40，该电机在地和切换电路之间有三条腿或绕组42-44。每个绕组腿用一个电压源符号表示，它代表该电机绕组内的反电动势。每个绕组42-44被连接于两个开关(用“X”盒表示)之间。这些开关优选具体化为激励晶体管。第一绕组腿42连接于高开关46和低开关47之间；第二开关腿43连接于高开关48和低开关49之间；第三绕组腿44连接于高开关50和低开关51之间。高开关连接于电源电压Vcc(用标号62表示)，低开关均连接至地端。
高/低开关46-51由构成为绕组选择逻辑34(图1)一部分的相应“或”门54-59的输出信号控制。每个或门接收三个控制信号(由S表示，以数字下标(1,2,3)表示绕组，字母下标(L或H)表示绕组的低/高开关)。控制信号基本上以前文所述方式接通和关断开关，进而是绕组，这使得在每次换向期间定子场旋转。这些控制信号是由绕组选择逻辑电路34响应于PWM占空度控制器输出的PWM信号而生成的，绕组选择逻辑电路34将于下文给合图4加以详细说明，PWM占空度控制器的情况将于下文结合图5加以详细说明。
电流传感器26优选呈连接于低开关47、49、51和地之间的传感电阻60状态。该传感电阻根据低开关是接通或关断的情况间歇地检测流经一或多个绕组腿的电流。例如，当开关47为“通”时，电流流经第一绕组42、开关47，并通过传感电阻60。这产生电压Vcs，该电压正比于直流电机所有绕组内流过的电源电流，因而可用于代表该电流。传感电阻60的数值例如为0.2欧姆。电流传感器26(即传感电阻60)输出的电压Vcs被馈给图5所示的控制电路，该控制电路将参照图5加以说明。为了达到转矩波动降低的目的，电流必须如此加以控制，使得在从一绕组换向至另一绕组期间流经两个绕组的电流之和保持恒定。
应当注意，当低开关瞬时关断或处于转换状态之时，由于电机绕组感应的衰退场的影响，电流仍经电机绕组流向电压源Vcc(由标号62表示)。电流流经高端开关46、48和50的旁路上的正向二极管。
图4表示了图1所示绕组选择逻辑电路34的优选实施例。绕组选择逻辑34包括第一组与门64和第二组与门66，第一组与门64与第一PWM占空度控制器30相连，第二组与门66与第二PWM占空度控制器32相连。与门组64和66响应于PWM占空度控制器产生的PWM信号PWM1和PWM2,PWM占空度控制器的情况将在下文参照图5详细解释。与门组也从通信号68接收输入。
根据逻辑结构，电流在第一和第二邻近绕组之间切换，而相对的第三绕组在换向期间总是通。这一点例如在图6中示出，图6示意了流经三个绕组42-44的电流I42-I44。与相应绕组有关的电流用与其所属的绕组相同的标号标记。换向是“X”迹象(通常用标号69表示)，电流在一个绕组内被导通，在另一绕组内被关断。注意到，在例如趋于“断”的第一绕组42和趋于“通”的第二绕组43之间的换向69b期间，第三绕组44处于通状态。使该绕组与其它的换向绕组相反保持处于“通”状态的过程是由图4里的通信号所控制的。与门组64和66的输出信号和通信号68组成在一起产生控制信号S1H、S1L、S2H、S2L、S3H、S3L，它们用于激励高/低开关46-51。
图5给出PWM控制器28的一个优选实施例。它包括一个积分放大器70，该积分放大器70基于对从电流检测器26接收的电压Vcs和参考电压VREF的比较产生误差电压VE。如上所述，PWM控制器28还包括第一和第二占空度控制器30和32。这些占空度控制器可以独立地经各自的开关72和73与积分放大器70相连或断开。这些开关根据换向时序以如此方式加以控制，使得在任一给定换向时期中一个占空度控制器与积分放大器相连而另一个占空度控制器是断开的。占空度控制器周期性地在每次换向时交替地连接至积分放大器。
图8展示了占空度控制器30和32的交替操作。这些控制器包括各自的比较器76和77，图8还给出了输入到比较器76和77的电压信号。这些电压波被标记以V30或V32，以对应于产生它们的相应占空度控制器30和32。在时刻100，第一占空度控制器连接至积分放大器，第二占空度控制器32断开。然后，在时刻102，第二占空度控制器32重新接上，同时第一占空度控制器被断开。
由于第一和第二占空度控制器30和32基本上相同，因此下文仅对第一占空度控制器30的功能和动作进行详细说明。控制器30上的组件将标以偶数标号，而控制器32上的相同组件以各自的相继奇数标记。
误差电压VE用于生成并调节由占空度控制器30所产生的PWM信号PWM1。误差电压VE在由整形RC电路(下文讨论)整理之后，输入比较器76。比较器76对模拟误差电压VE和电压源78输出的三角波进行比较。通过在整理后的误差电压信号和三角波信号的交叉部位上触发，生成方波PWM信号。应当注意，电压源78除三角波以外还可以产生其它波形，如锯齿波。
图9表示了第一占空度控制器30将由三角波120和标记为V30的受操纵误差电压信号组合而产生方波PWM信号PWM1的情况。三角波设定了所需的PWM频率30KHz，而PWM信号的占空度则是依据受操纵误差电压VE沿三角波的变化相交点而控制的。
占空度控制器还在换向期间提供软切换，这有助于减少转矩波动。为了完成软切换，每个占空度控制器包括一个整形网络，该整形网络在换向期间操纵误差电压VE，以实现被接通或关断的绕组内的电流变换。电流变换的变换速率比PWM频率低。该电流变换使转矩波动降低。
在任意给定换向期间，一个占空度控制器对于趋于“通”的绕组(即正被接通的绕组)而言是使电流趋于接通，而另一占空度控制器对于趋于“断”的绕组(即正被关断的绕组)而言是使电流趋于“断”。如果占空度是以不可变的方式被线性接通和关断，那么由于绕组中电压和电流的指数关系，电机绕组的电流不再是线性的。根据本发明的一方面，对占空度的操纵方式实现了在换向期间电机绕组内的线性电流。
电流变换速率理论上可以尽可能地慢，但仍是足够快地在少于一个换向周期内使电流从通趋于断，或是相反。例如对于直流电机40，其为hall-less型主轴电机，转换速率可以例如是变换周期的一半，尽管如此也可以使用其它的变换速率。该变换速率使换向周期的一半用于检测在断绕组上的一个过零点，该过零点被用于提取hall-less电机的轴位置信息。
图6表示了PWM控制器的电流变换特点。考虑一下换向69b。注意到在趋于“通”的绕组43内的电流缓慢地向上倾斜，而趋于“断”绕组42内的电流缓慢下降。该“较软”变换的电流使得换向期间的转换不太急剧，继而减少了转矩波动。将图6的倾斜的电流转换与图7所示的在没有本发明的软切换控制的三相电机内测量得到的急剧电流转换进行比较。在换向期间(以标号90标记)，电流在零和最大值之间几乎是立即地上升或下降，导致不希望的转矩波动。
整形网络完成换向期间的电流变换，它优选实施为对于趋于“通”的绕组的RC电路，对于趋于“断”的绕组则兼有电流源和放电功能的电容。占空度控制器30的RC电路包括直接连接到积分放大器70的电阻R和电容C1。注意，同一电阻R构成控制器30和32的RC电路的一部分。电容C1还起放电电容的作用，它由电流源80放电。
假定第一PWM占空度控制器30已在一次换向期间(即开关72被接通，开关73被关断)被刚刚连接到积分放大器70。这是当占空度控制器30正被用于控制在趋于“通”的绕组内的电流，例如在换向69b处的绕组43(图6)时的一种可能情况。电阻R根据RC时间常数对电容C1作指数式充电。这近似于为使在趋于“通”绕组43内的电流线性增加所需的电压波形。图8所示是在92处的RC控制波形。一旦在点94达到时间常数，RC电路不再对控制环路有明显影响。在该点处，积分放大器简单地对PWM信号的占空度作细微调节。
现在假定第一PWM占空度控制器30在接下来的换向期间(即开关72断开而开关73被接通)刚刚从积分放大器70断开。这是当占空度控制器30正被用于控制趋于“断”的绕组，例如在换向69d的趋于“断”绕组43(图6)的电流时的可能情况。一旦断开，电容C1开始放电。一个电流源80经开关82有选择地在该连接点处连接，以便以恒定的线性速率对电容C1放电。图8给出在96处的线性放电电压波形。该放电持续至点98(图8)，在该处送往电机的有效电压(即PWM信号的占空度与电源电压的乘积)等于电机的反电动势。在点98处，信号L1_INT接通开关84，使输入比较器76的电压立即降至几乎一伏。这一情况示于图8的99处。
整形网络的各组件的实例值包括30000Ω的电阻，750PF的电容和2.4μA的电流源。
应当注意，该电流源优选为恒流源。但是，也可以使用输出电流与电机绕组电流成正比的可变电流源。这一输出电流是合乎需要的，这是因为换向期间的变换电压的变化在电容正被放电之时是正比于电机绕组内的电流。采用了可变电流源，当电机绕组内的电流值为高时即输出高电流，以使电容C1更快地放电。反之，当电流值低时输出一个低电流，从而较慢地对电容C1放电。
表1表示了使主轴旋转一整周的控制序列。下面的控制基于在三相直流电机内每一个电旋转周24个时钟脉冲。对于每一时钟脉冲周期，该表指明占空度控制器30或32哪一个连接至积分放大器，用于控制开关82-85的L1_INT和L2_INT信号的状态，以及通信号68的各种状态(标记为1L-3H，使用或门54-59在图3中所用的相同表示)。
| 表1 | ||||||||||||
| CLK CYC | 1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 | 7 | 8 | 9 | 10 | 11 | 12 |
| DTY CNTRL | 30 | 30 | 30 | 32 | 32 | 32 | 32 | 30 | 30 | 30 | 30 | 32 |
| L1 INT | L | H | H | L | L | L | L | L | L | H | H | L |
| L2 INT | L | L | L | L | L | H | H | L | L | L | L | L |
| 1H ON | L | L | H | H | H | H | L | L | L | L | L | L |
| 2H ON | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L | H | H |
| 3H ON | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L |
| 1L ON | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L |
| 2L ON | H | H | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L |
| 3L ON | L | L | L | L | L | L | H | H | H | H | L | L |
| CLK CYC | 13 | 14 | 15 | 16 | 17 | 18 | 19 | 20 | 21 | 22 | 23 | 24 |
| DTY CNTRL | 32 | 32 | 32 | 30 | 30 | 30 | 30 | 32 | 32 | 32 | 32 | 30 |
| L1 INT | L | L | L | L | L | H | H | L | L | L | L | L |
| L2 INT | L | H | H | L | L | L | L | L | L | H | H | L |
| 1H ON | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L |
| 2H ON | H | H | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L |
| 3H ON | L | L | L | L | L | L | H | H | H | H | L | L |
| 1L ON | L | L | H | H | H | H | L | L | L | L | L | L |
| 2L ON | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L | H | H |
| 3L ON | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L | L |
由控制器在换向期间产生的指数式和线性波形很便利地快速通过较低占空度电压。在PWM受控的直流电机中，电流并不显著，直至有效电压(即源电压乘以PWM占空度)上升至高于腿-腿之间电压的反电动势。这是由于在单个的电机绕组内没有连续的电流流动，除非有效电压大于腿-腿间电压的反电动势。对于本实施例中所用的12伏电源电压，有效电压近似为6.5～7.5伏，意味着需要58％或更大的占空度。占空度大于58％，将给出连续的电流，而占空度小于58％将使电流脉冲不连续。
图10给出根据本发明加以控制的直流电机的总能量。将该图与表示未受到软切换转矩控制的直流电机的总能量的图11相比较。总能量的计算过程包括将反电动势电压与每个绕组的电流相乘，然后对所有的绕组求和。注意，在图11的110处有较大的功率尖峰。这些功率尖峰发生于换向期间，产生不需要的通常可以听到的转矩波动。反之，在图10的总能量图中没有这样的尖峰。本发明的软切换、PWM占空度控制的直流电机明显地降低了在换向频率以及其高次谐波处的转矩波动。
根据本发明的另一方面，基于上述技术提供了多相直流电机的PWM控制方法。该方法包括：(1)检测在直流电机所有绕组中的电源电源流动；(2)基于所检测的电流产生表示所希望调节量的误差电压VE，以使直流电机的转矩保持几乎恒定，由此使用该误差电压生成且调节PWM信号的占空度；以及(3)基于所检测到的电流改变PWM信号的占空度，使直流电机的转矩保持几乎恒定。该方法还包括操纵换向期间的误差电压，其操纵方式使得绕组内的电流以低于PWM频率的变换速率进行变换。
依照法规，本发明用或多或少与结构性或方法性特征有关的语言进行了说明。但是应当理解，本发明不仅仅限于所图示和说明的特定特征，这是因为此处所披露的装置包括了实施本发明的优选形式。因此，本发明所主张的权利应包括根据等同性原则对后附权利要求的正确范围进行适当解释的各种形式或修改件。
Claims (14)
1．一个设备，包括：
多相直流电机，它具有多个在换向期间以换向频率接通和关断的绕组，这些绕组接通和关断的时间彼此不同；
电流传感器，连接用于检测直流电机中所有绕组内所流动的电流；以及
PWM控制器，连接用来根据电流传感器的反馈控制直流电机，PWM控制器以选定的PWM频率生成PWM信号，其占空度是可变的，以控制直流电机，PWM控制器使用电流传感器的反馈、通过调节PWM信号的占空度使直流电机内的转矩基本保持恒定。
2．根据权利要求1所述的设备，其中PWM控制器有一个软切换电路，该软切换电路操纵用于生成控制PWM信号的电压，其操纵方式使得绕组内的电流在换向期间线性变换，电流线性变换的变换速率低于PWM频率。
3．根据权利要求1的所述的设备，其中：
PWM控制器包括第一和第二占空度控制器，
第一占空度控制器用于调节在换向期间被接通的绕组所用的PWM信号的占空度。
第二占空度控制器用于调节在同一换向期间被关断的绕组所用的PWM信号的占空度；以及
第一和第二占空度控制器在后续的一次换向期间互换其功能，由此第一占空度控制器用于调节被关断绕组的占空度，而第二占空度控制器用于调节被接通绕组的占空度。
4．根据权利要求1所述的设备，其中：
在换向期间一个绕组被接通，电流被允许流经其中；以及
PWM控制器有一个RC电路，它以RC时间常数操纵用于生成控制PWM信号的电压，其结果使流入正被接爱的绕组的电流线性变换，电流线性变换的变换速率比PWM频率低。
5．根据权利要求1所述的设备，其中：
一个绕组在换向期间被接通，在其中允许电流流过；以及
PWM控制器有一个电容和一个电流源，电流源以线性速率使电容放电，从而使绕组内的电流以低于PWM频率的变换速率被关断。
6．根据权利要求1所述的设备，其中电流传感器包括连接用于间歇性检测所有绕组内流动的电源电流的传感电阻。
7．PWM控制系统，该系统使用具有选定的PWM频率的PWM信号控制多相直流电机，所述直流电机有多个在换向期间以换向频率接通和关断的绕组，所述绕组接通和关断的时间彼此不同，所述PWM控制系统包括：
电流传感器，连接用于检测直流电机的所有绕组内流过的电源电流，所述电流传感器输出正比于所检测电流的电压；
积分放大器，它基于对所希望的参考电压和来自电流传感器的电压的比较生成误差电压；以及
第一和第二占空度控制器周期性交替地独立地与积分放大器相连与断开，所述占空度调节器基于误差电压调节PWM信号的占空度，以使直流电机的转矩保持基本恒定，每个占空度控制器具有一个整形网络，该网络在换向期间操纵误差电压，以实现被接通或关断绕组的电流的变换，其变换速率比PWM频率低，由此降低转矩波动。
8．根据权利要求7所述的PWM控制系统，其中：
整形网络包括具有RC时间常数的RC电路；以及
当每个占空度控制器与积分放大器相连时，RC电路根据RC时间常数操纵误差电压。
9．根据权利要求7所述的PWM控制系统，其中：
整形网络包括一个电容和一个电流源；以及
当每个占空度控制器与积分放大器断开时，电流源以线性速率使电容放电，以操纵误差电压。
10．根据权利要求7的PWM控制系统，其中电流传感器包括一个传感电阻，它连接用于间歇地检测在所有绕组内流动的电源电流。
11．使用具有选定PWM频率的PWM信号对多相直流电机进行控制的PWM控制方法，所述直流电机具有多个在换向期间以换向频率接通和关断的绕组，所述绕组接通和关断的时间彼此不同，所述方法包括下列步骤：
检测直流电机的所有绕组内流动的电源电流；以及
基于所检测电流改变PWM信号的占空度，使直流电机的转矩保持基本恒定。
12．根据权利要求11所述的方法，其中所述改变占空度的步骤包括下列步骤：
基于所检测电流生成表示使直流电机的转矩保持基本恒定所需要的调节量的误差电压，所述误差电压用于生成并调节PWM信号的占空度；以及
在换向期间操纵误差电压，其操纵方式使得绕组内的电流以低于PWM频率的变换速率变换。
13．根据权利要求12所述的方法，其中所述操纵步骤包括使误差电压通过RC电路的步骤。
14．根据权利要求12所述的方法，其中所述操纵步骤包括使用电流源使电容内存放的电压释放的步骤。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN96194794A CN1071066C (zh) | 1996-04-16 | 1996-04-16 | 含脉宽调制控制器的装置，脉宽调制控制系统和控制多相直流电机的方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN96194794A CN1071066C (zh) | 1996-04-16 | 1996-04-16 | 含脉宽调制控制器的装置，脉宽调制控制系统和控制多相直流电机的方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1189256A CN1189256A (zh) | 1998-07-29 |
| CN1071066C true CN1071066C (zh) | 2001-09-12 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN96194794A Expired - Lifetime CN1071066C (zh) | 1996-04-16 | 1996-04-16 | 含脉宽调制控制器的装置，脉宽调制控制系统和控制多相直流电机的方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN1071066C (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101820245A (zh) * | 2010-05-14 | 2010-09-01 | 衡阳中微科技开发有限公司 | 永磁发电机稳压装置及采用脉冲宽度调制技术调节电压的方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011151997A (ja) * | 2010-01-22 | 2011-08-04 | Sanyo Electric Co Ltd | モータ駆動回路 |
| DE102012220223A1 (de) * | 2012-11-07 | 2014-05-08 | Robert Bosch Gmbh | Elektrowerkzeug und Verfahren zu seinem Betrieb |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4520296A (en) * | 1982-03-20 | 1985-05-28 | Arthur Pfeiffer Vakuumtechnik Wetzlar Gmbh | Electric motor drive arrangement |
| DE4323504A1 (de) * | 1993-07-14 | 1995-02-09 | Papst Motoren Gmbh & Co Kg | Bestromungsschaltung für kollektorlose Gleichstrommotoren |
-
1996
- 1996-04-16 CN CN96194794A patent/CN1071066C/zh not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN101820245B (zh) * | 2010-05-14 | 2012-10-31 | 衡阳中微科技开发有限公司 | 永磁发电机稳压装置及采用脉冲宽度调制技术调节电压的方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1189256A (zh) | 1998-07-29 |
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