CN107085241A - 地下水源探测用检测装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种地下水源探测用检测装置，包括信号输入及通道选择电路、工频陷波与输入适配电路、低通滤波电路、前置可变增益放大电路、可选带通滤波器组、后置可变增益放大电路、A/D转换电路、控制处理与通信电路。该检测装置在上位PC机的设置参数管理下工作，对所连接16根探针获取的地下水源信息进行探测，探测数据经通信接口传送至上位PC机以进行地下水源埋藏深度、储量大小分析。本发明的有益效果在于：引入地下水源探测的新方法，是利用地下水流的动态信息寻找地下水源头的检测装置，解决了传统找水物探仪器观测结果多解性的问题；可广泛用于供水、水利工程、矿山防治水等方面。

Description

地下水源探测用检测装置

技术领域

本发明涉及地下水源探测的物探设备，特别是一种用于地下水源探测的检测装置。

背景技术

在经济建设中，水源是重要的基础工程，地下水资源是人类不可缺少的资源，合理开采和利用地下水资源是当今重大的问题。在城市及地下水已严重超采的地区，要严格控制地下水开采量，应严禁新建取用地下水的供水设施，并逐步减少地下水取水量。在西部和北方水资源短缺的地区，要合理开采地下水资源，以满足人民生产、生活的需求，并严格限制高耗水产业发展。煤矿的老窑采空区、断层的富水性以及小断层的发育，直接威胁煤矿的设计、采区的布置及煤矿安全生产与建设。对于水文地质条件较简单的矿区，多年来由于小煤窑的滥采乱挖，留下了许多情况不明的采空区，埋下了水害事故的隐患，老窑采空区的透水是水害事故的主要原因。由于老窑采空区、导水断层造成的水害事故屡见不鲜，因而可靠监测煤矿采区特殊地质体的发育、分布及富水性，为矿井水害预测预报提供依据，是煤矿安全生产的重要课题。堤身渗漏和基础管涌是水库、湖区防洪工程中出现的两种最常见也是破坏性最大的地质灾害。水库、湖区堤身渗漏和基础管涌的产生，除受外在水动力条件的控制外，堤身和基础的工程地质条件是最重要的因素。就管涌而言，地下水回水造成堤内地面涌水一般有三种情况:（1）当地下水回水水头压力大于盖层重量时，则盖层破坏，地下水涌出地面；（2）当盖层之上有地表水体时，此时地下水回水水头压力大于盖层重量与水柱压力之和时，盖层被破坏，地下水涌出地面；（3）在管涌层、流土层裸露区，当地下水回水位高于地面时，地下水涌出地面。因此，可靠监测水库、湖区堤坝内地下水的活动情况，是防治渗漏、管涌的主要措施。

综上所述，在防治水工程中，必需找到水的源头，才能有的放矢；在重大投资新建项目中，解决水源问题和了解地下水分布情况是必需的；为保护生态环境、解决缺水地区的用水问题，合理开采和利用地下水是切实可行的。目前国内外地面物探方法找水首推电法，其次有放射性探测法及测量地层磁分量的甚低频法。自二十世纪30年代以来，我国开始用电法找矿，同时也用电法来找水，到目前为止，单就找水方面就有许多方法，如电法就有直流电法，可分为电测深与电剖面法，分别测量纵深方向的地质变化和某一深度沿剖面方向的地质变化。以上是在人工电场作用下进行测量。在天然交变电场中亦可用地下矿物、水、破碎带中的氧化还原场，渗滤电场，扩散吸附电场显示与固岩电性的差别找水，电法找地下水由于是从找矿物探引用来找水的，矿产是静态的，所以以往电法仪器所测到的一律是来自地下的静态信息。其所测结果曲线无法分清测点数值来自静态的矿产还是流动的地下水。所以存在物探成果的多解性，大大降低了其可信度。二十世纪30年代外国人就在中国用电法找矿(水)，直到现在没有飞跃性进步，其它如采用甚低频仪测地下磁场随空间变化的方法，由于现代通讯的发达受强大电波干扰很难在城市及郊区开展。放射性找水，利用天然放射性元素氟在岩石裂隙中富集造成放射性异常，仪器可测到异常带，但这个裂隙带可以是充填的，张开的，是否有水流动仍然不知，所以与地质目测断层找水差不多，仍然是多解的，失败的实例很多。上述方法的共同点是用寻找固体矿产的物探方法应用在找地下水上。地面仪器测量值反映的是地质体物性综合值，属于静态信息。这个物理量所显示的是地下的那种固体矿产或地下水全凭解释者的主观经验。所以上述方法的找水成功率只有40～50％，其根源在物探曲线的多解性。这些方法只能够知道地下是否为低阻区，至于地下是否有水，水量有多大，水流速度是多少是无法知道的。能否发明一种将地下水与地下固体矿产资源区分开来的方法及物探仪器，目前国内外科技界一直没有解决，尚无相关的研究成果和产品报道。

发明内容

为了克服上述技术问题，本发明提供一种地下水源探测用检测装置。

本发明采用的技术方案是： 一种地下水源探测用检测装置，包括信号输入及通道选择电路、工频陷波与输入适配电路、低通滤波电路、前置可变增益放大电路、可选带通滤波器组、后置可变增益放大电路、A/D转换电路、控制处理与通信电路，其特征在于：所述信号输入及通道选择电路连接16根用于获取地下水源信号的探针并可从中选择两个探针信号以差分方式连接到工频陷波与输入适配电路，工频陷波的信号经低通滤波电路后送至前置可变增益放大电路，前置放大后信号经可选带通滤波器组提取指定探测深度信息送后置可变增益放大电路，后置放大后的地下水源信号在控制处理与通信电路的控制下经A/D转换电路采集为数字信号送上位PC机分析以得到探针范围的地下水源分布情况；在上位PC机的设置参数管理下，控制处理与通信电路输出控制信号到信号输入及通道选择电路、前置可变增益放大电路、可选带通滤波器组、后置可变增益放大电路以完成所需的探测工作。

在本发明中，信号输入及通道选择电路包括：A组8个探针的连接插座INA1～INA8，B组8个探针的连接插座INB1～INB8，滤除探针及探测电缆上高频噪声的磁珠Z1～Z16，将探针接收信号耦合到模拟开关输入端的电容C1～C16，8选1模拟开关IC1～IC2；IC1、IC2在控制处理与通信电路输出控制信号KTD0～KTD7的控制下选择A组任一探针信号到INPUTA、B组任一探针信号到INPUTB以差分方式连接至工频陷波与输入适配电路。

在本发明中，工频陷波与输入适配电路包括：由电阻R1～R4、电容C17～C20组成的探针信号INPUTA的工频陷波器，由电阻R5～R8、电容C21～C24组成的探针信号INPUTB的工频陷波器，由电阻R1～R12、运放IC3B～IC3D组成的输入适配器；电路分别对两探针输入信号INPUTA、INPUTB进行工频陷波器，再经输入适配器将其转换为单端信号INPUTO并送至低通滤波电路。

在本发明中，低通滤波电路包括：由电阻R13～R14、电容C25～C26、运放IC3A组成的二阶有源低通滤波器，直流电位设置电阻R15，隔直电容C27；输入单端信号INPUTO经低通滤波并隔直后输出V-LP信号到前置可变增益放大电路，以减少信号范围之外的高频成分和直流偏移对后续电路的影响。

在本发明中，前置可变增益放大电路由电阻RQ1～RQn、运放IC4B～IC4C和模拟开关K11～Kn2组成，低通滤波信号V-LP经运放IC4B与电阻、模拟开关组成的电路放大后由缓冲器IC4C输出V-QZY信号，电路中引入双模拟开关结构以克服模拟开关导通电阻对放大器增益的影响。

在本发明中，可选带通滤波器组由电阻RB1～RB3、电容CA1～CA32、电容CB1～CB32、两个模拟开关组和运放IC4D组成，是一个通过控制模拟开关组可选32个中心频率的二阶带通滤波器，用于从前置放大信号V-QZY中选取指定深度的地下水源信息V-BP。

在本发明中，后置可变增益放大电路是一个由电阻RH1～RHn、电阻Rf、模拟开关组和运放IC4A组成的差分放大器，用于对带通滤波器组选取的信号V-BP进行放大以满足后续A/D转换器的要求。

在本发明中，A/D转换电路由电阻R16、电容C28～C31、SPI接口A/D转换器IC6和ADC参考电源IC7组成；电阻R16为ADC片选上拉电阻，电容C28～C31为ADC参考电源的解耦、旁路电容，IC7用于提供ADC参考电源，A/D转换器IC6通过SPI接口与控制处理与通信电路的DSP芯片IC5连接，其模拟信号输入端分别连接至低通滤波电路输出V-LP、前置可变增益放大电路输出V-QZY、可选带通滤波器组输出V-BP、后置可变增益放大电路输出V-HZY。

在本发明中，控制处理与通信电路包括DSP、CPLD、SBSRAM、E²PROM、时钟与复位模块、通信接口；DSP为主处理芯片，它通过总线连接CPLD、SBSRAM、E²PROM、A/D转换器和通信接口，CPLD的逻辑输出连接至信号输入及通道选择电路、前置可变增益放大电路、可选带通滤波器组、后置可变增益放大电路的控制输入端，时钟与复位模块用于提供DSP工作所需得时钟与复位信号，上位PC机经通信接口设置本检测装置的探测参数或读取探测数据以进行地下水源埋藏深度、储量大小分析。

本发明的有益效果是，引入地下水源探测的新方法，提供了利用地下水流的动态信息寻找地下水源头的检测装置，可定量、定性分析地下水源的埋藏深度、储量大小，解决了传统找水物探仪器观测结果多解性的问题；可广泛用于供水、水利工程、矿山防治水等方面。

附图说明

图1是本发明的结构框图；

图2是本发明实施例的信号输入及通道选择电路原理图；

图3是本发明实施例的工频陷波与输入适配电路原理图；

图4是本发明实施例的低通滤波电路原理图；

图5是本发明实施例的前置可变增益放大电路原理图；

图6是本发明实施例图5的等效电路图；

图7是本发明实施例的可选带通滤波器组电路原理图；

图8是本发明实施例的后置可变增益放大电路原理图；

图9是本发明实施例的A/D转换电路原理图；

图10是本发明实施例的控制处理与通信电路框图；

图11是本发明实施例的DSP最小系统电路原理图；

图12是本发明实施例的地下水源特征信息图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述；显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参见附图，图1是本发明的结构框图。本发明的地下水源探测用检测装置由信号输入及通道选择电路、工频陷波与输入适配电路、低通滤波电路、前置可变增益放大电路、可选带通滤波器组、后置可变增益放大电路、A/D转换电路、控制处理与通信电路等部分组成。信号输入及通道选择电路可以最多连接16根用于获取地下水源信号的探针，并可控制处理与通信电路输出的选通控制码的控制下从中选择两个探针信号以差分方式连接到工频陷波与输入适配电路；工频陷波的信号经低通滤波电路后送至前置可变增益放大电路，前置放大后信号经可选带通滤波器组提取指定探测深度信息送后置可变增益放大电路，后置放大后的地下水源信号在控制处理与通信电路的控制下经A/D转换电路采集为数字信号送上位PC机分析以得到探针范围的地下水源分布情况；在上位PC机的设置参数管理下，控制处理与通信电路输出控制信号到信号输入及通道选择电路、前置可变增益放大电路、可选带通滤波器组、后置可变增益放大电路以完成所需的探测工作。

附图2是本发明实施例的信号输入及通道选择电路原理图。信号输入及通道选择电路包括：A组8个探针的连接插座INA1～INA8，B组8个探针的连接插座INB1～INB8，滤除探针及探测电缆上高频噪声的磁珠Z1～Z16，将探针接收信号耦合到模拟开关输入端的电容C1～C16，8选1模拟开关IC1～IC2；IC1、IC2在控制处理与通信电路输出控制信号KTD0～KTD7的控制下选择A组任一探针信号到INPUTA、B组任一探针信号到INPUTB以差分方式连接至工频陷波与输入适配电路。为了阻挡由于虚地引起的直流电平，在8选1模拟开关IC1～IC2的输入端串入了电容C1～C16；这些电容实际上是一个高通滤波器，由于后续的电路均采用单电源运放电路，设计时必须使这个电容的容量要比信号通路中的其他电容的容量大100 倍以上，这样才可以保证电路的幅频特性不会受到这个输入电容的影响；在本发明实施例中，电容C1～C16均为4.7μF钽电容。对磁珠Z1～Z16的选择，首先必须确定以下几点：不需要的信号的频率范围为多少、噪声源是谁、需要多大的噪声衰减、环境条件是什么（温度、直流电压、结构强度）、电路和负载阻抗是多少；前三条通过观察厂家提供的阻抗频率曲线（阻抗曲线包括：电阻、感抗和总阻抗三条曲线）就可以判断，通过这一曲线，选择在希望衰减噪声的频率范围内具有最大阻抗而在低频和直流下信号衰减尽量小的磁珠型号；片式磁珠在过大的直流电压下，阻抗特性会受到影响，另外，如果工作温升过高、或者外部磁场过大，磁珠的阻抗都会受到不利的影响；在本发明实施例中，选择型号为：CBG201209U102的贴片磁珠。本发明检测装置的探针分为A、B两组，每组有8根探针，分别是A1～A8、B1～B8，KTD0～KTD7用于探针选择控制；其中，KTD7、KTD3分别用于A、B两组探针的使能控制，[00]时选择相应的探针进行探测工作，[01]、[10]、[11]时用于测试仪器内部电路噪声测试；KTD0～KTD2用于A组探针的选择控制，KTD4～KTD6用于B组探针的选择控制，当KTD2～KTD0（或KTD6～KTD4）为[000]、[001]、[010]、[011]、[100]、[101]、[110]、[111]时，选择探针A1（或B1）、A2（或B2）、A3（或B3）、A4（或B4）、A5（或B5）、A6（或B6）、A7（或B7）、A8（或B8）的信号作为INPUTA（或INPUTB）连接到工频陷波与输入适配电路。

图3是本发明实施例的工频陷波与输入适配电路原理图。工频陷波与输入适配电路包括：由电阻R1～R4、电容C17～C20组成的探针信号INPUTA的工频陷波器，由电阻R5～R8、电容C21～C24组成的探针信号INPUTB的工频陷波器，由电阻R1～R12、运放IC3B～IC3D组成的输入适配器。该电路首先分别对两探针输入信号INPUTA、INPUTB进行工频陷波器，然后再经输入适配器将其转换为单端信号INPUTO并送至低通滤波电路。在本发明实施例中，工频陷波器是一个50Hz的双T带阻滤波器，其输出分别接至输入适配电路的同相端、反相端，用于滤除探测电缆耦合的工频噪声；电路中，R1＝R2＝R3＝R4＝R5＝R6＝R7＝R8＝R，C17＝C18＝C19＝C20＝C21＝C22＝C23＝C24＝C，其陷波频率为f _NOTCH=1/(2πRC)。本发明检测装置中，输入适配器是一个由三个运放（IC3B、IC3C、IC3D）构成的具有高输入阻抗的差动放大器，其放大倍数为A=R10/R9；该电路的优点是：输入级加入射随放大器（IC3B、IC3C），增大了输入阻抗，第二级为差动放大电路（IC3D），可有效抑制共模干扰；缺点是：此电路要求R9＝R11、R10＝R12，否则这个电路的共模抑制比将会很低，调试难度比较大；为此，可将图中的输入适配器可改用标准的仪表放大器实现，如TI公司的INA321或INA2321等。

附图4是本发明实施例的低通滤波电路原理图。低通滤波电路包括：由电阻R13～R14、电容C25～C26、运放IC3A组成的二阶有源低通滤波器，直流电位设置电阻R15，隔直电容C27；输入单端信号INPUTO经低通滤波并隔直后输出V-LP信号到前置可变增益放大电路，以减少信号范围之外的高频成分和直流偏移对后续电路的影响。本发明实施例均采用单电源供电的运放组成，低通滤波器设计时必须注意几点： ① 滤波器的拐点(中心)频率，②滤波器电路的增益，③带通滤波器和带阻滤波器的Q值，④ 低通和高通滤波器的类型(Butterworth 、Chebyshev、Bessell)；要得到一个完全理想的滤波器是无法用一个运放组成的，即使可能，由于各个元件之间的复杂互感而导致设计时要用非常复杂的计算才能完成滤波器的设计；通常对波形的控制要求越复杂就意味者需要更多的运放，这将根据设计可以接受的最大畸变来决定，或者可以通过几次实验而最终确定下来；如果设计希望用最少的元件来实现滤波器，那么就别无选择，只能使用传统的滤波器，通过计算就可以得到了。本发明检测装置采用图4所示的二阶低通滤波器，它是一个波特沃斯二阶有源低通滤波器，有40dB 每倍频的幅频特性，由运放IC3A和电阻电容组成，令R13＝R14＝R、C25＝C26＝C，则截止频率f_LP=1/(2πRC)。

附图5是本发明实施例的前置可变增益放大电路原理图，图6是本发明实施例图5的等效电路图。在地下水源探测中，由于信号微弱且波动范围大，测量放大器需要采用不同的放大倍数；为此，本发明检测装置中特设置了前置可变增益放大电路。对于可变增益放大器，目前普遍的方法，一是用开关类器件来切换不同的反馈电阻来实现，另则使用乘法型模数转换器件（如常见的可编程放大器）。后者增益只能按 来进行改变，在实际应用中有一定的局限牲；所以，前者还有着广泛的应用。但是，如果用继电器来作为切换开关元件，一则体积较大，需要一定的功率驱动器件，存在电磁干扰，故障率较高，二则继电器的吸合及释放时间较长，在实际应用中也存在许多不便。用模拟开关来代替继电器，自然是一种较好的办法，但其导通电阻的存在，也给具体应用带来了困扰。如何克服其导通电阻对放大器增益的影响，自然是本发明所关心的问题。在本发明实施例中，前置可变增益放大电路由电阻RQ1～RQn、运放IC4B～IC4C和模拟开关K11～Kn2组成，低通滤波信号V-LP经运放IC4B与电阻、模拟开关组成的电路放大后由缓冲器IC4C输出V-QZY信号，电路中引入双模拟开关结构以克服模拟开关导通电阻对放大器增益的影响。附图5中，当控制开关K11、K12闭合，而其它开关均断开时，其等效电路如附图6所示。其中Ron11、Ron12分别为开关K11、K12的等效电阻。当IC1B、IC1C作为理想运放处理时，有：

Vout1=(RQ2+Ron11)*V-LP/RQ1

Von12= RQ2*Vout1/(RQ2+Ron11)

V-QZY = Von12

故有：V-QZY =RQ2*V-LP/RQ1

同样，当控制开关K11、K12断开，而开关Kn1、Kn2闭合时，有：

V-QZY =RQn*V-LP/RQ1

由此可见，附图5所示的前置可变增益放大电路有效地克服了模拟开关导通电阻的影响，并经实际应用表明，效果良好。

附图7是本发明实施例的可选带通滤波器组电路原理图，可选带通滤波器组由电阻RB1～RB3、电容CA1～CA32、电容CB1～CB32、两个模拟开关组和运放IC4D组成，是一个通过控制模拟开关组可选32个中心频率的二阶带通滤波器，用于从前置放大信号V-QZY中选取指定深度的地下水源信息V-BP。滤波器的功能是让一定频率范围内的信号通过，而将此频率范围之外的信号加以抑制或使其急剧衰减。当干扰信号与有用信号不在同一频率范围之内，可使用滤波器有效的抑制干扰。用LC网络组成的无源滤波器在低频范围内有体积重量大，价格昂贵和衰减大等缺点，而用集成运放和RC网络组成的有源滤波器则比较适用于低频，此外，它还具有一定的增益，且因输入与输出之间有良好的隔离而便于级联。由于大多数反映地下水源的动态信息具有频率低、幅度小、易受干扰等特点，因而本发明检测装置采用RC有源滤波器构成带通滤波器组，用于有选择地分析不同深度的地下水源信息。附图7所示的可选带通滤波器组，设CA1＝CB1、CA2＝CB2、……、CA32＝CB32，用C表示，则其基本指标为：

附图8是本发明实施例的后置可变增益放大电路原理图。由于在本发明检测装置的可选带通滤波器组中无增益设置，为配合后续的A/D转换器，提高测量数据的分辨率和测量精度需对滤波后的信号作进一步放大。本发明检测装置的后置可变增益放大电路采用一个差分放大器，其电路结构如附图8所示。图中，RH1为输入电阻，RH2为平衡电阻，Rf为反馈电阻，Ri（RH3、 RH4、……、RHn）为增益调节电阻（这里，忽略模拟开关导通电阻）。当RH1＝Ri、RH2＝Rf时，该差分放大器的增益为

A=Rf/Ri=K

K是一个常量，A只决定于Ri和Rf的大小。但是当RH2不等于Rf时,差分放大器的增益是一个与Vref、Vin、RH1、RH2、Ri、Rf都有关的量。 即

下面将要讨论平衡电阻对增益的影响。

（1）当RH2/Rf为一定值时

如果RH2/Rf<1，则Vin- Vref越小时，增益A就越小于常数K，使测置值偏小；A随Vin-Vref的增大而逐渐接近于常数K，使测量值接近准确值。

如果RH2/Rf=1，则增益A与Vin- Vref的大小无关，A始终等于常数K，测量值与Vin-Vref成线性关系。

如果RH2/Rf>1，则Vin- Vref越小，增益A就越大于常数K，使测量值偏大；A随Vin-Vref的增大而逐渐接近于常数K，使测置值接近准确值。

（2）当输入信号Vin- Vref很小且为一定值时

RH2/Rf越小于1，增益A就越小于常数K，使测量值偏小。RH2/Rf=1时，增益A等于常数K，测量值是准确值。RH2/Rf越大于1，增益A就越大于常数K，使测置值偏大。

通过上述分析可得结论如下：在Rf不变的情况下，RH2偏离Rf的差值越大，对电路的影响也越大。特别在小信号范围内，该差分放大器的增益非线性特征越明显，从而对小信号放大将产生很大误差。对于差分放大电路，零点的调整往往被人们重视，而平衡电阻的严格选择往往会被忽视。这就是差分放大器放大小信号时产生很大误差的原因。因此，在高精度的测置放大器中平衡电阻与反馈电阻的一致性极为重要，必须加以仔细调整。

附图9是本发明实施例的A/D转换电路原理图。A/D转换电路由电阻R16、电容C28～C31、SPI接口A/D转换器IC6和ADC参考电源IC7组成；电阻R16为ADC片选上拉电阻，电容C28～C31为ADC参考电源的解耦、旁路电容，IC7用于提供ADC参考电源，A/D转换器IC6通过SPI接口与控制处理与通信电路的DSP芯片IC5连接，其模拟信号输入端分别连接至低通滤波电路输出V-LP、前置可变增益放大电路输出V-QZY、可选带通滤波器组输出V-BP、后置可变增益放大电路输出V-HZY。本发明检测装置的A/D转换器优选TLV2544/2548，TLV2544/2548是TI公司生产的高性能l2位低功耗、高速(3.6μs)CMOS模数转换器，它精度高、体积小、通道多、使用灵活，并具有采样一保持功能，电源电压为2.7V～5.5V。另外TLV2544/2548还具有3个输入端和一个三态输出端，可为最流行的微处理器串行端口（SPI）提供4线接口。当与DSP连接时，可用一个帧同步信号(FS)来表明一个串行数据帧的开始。该器件除了具有高速模数转换器和多种控制功能外，还具有片内模拟多路器，可选择外部的模拟电压或三个内部自测试电压中的任一个作为输入。TLV254/2548工作时的功耗非常低，而软件/硬件/自动关机模式以及可编程的转换速度又进一步增强了其低功耗的特点。同时它还具有内置转换时钟(OSC)和电压基准，可以采用外部SCLK作为转换时钟源以获取更高的转换速度(在20MHz的SCLK时，其转换速度可高达3.6μs)，并有两种不同的内部基准电压可供选择。本发明实施例采用的TLV2544有4路模拟输入和3个内部测试输入端，它们可由模拟多路转换器根据输入的命令来选择。输入多路转换器采用先开后合型，因为这可减少由通道切换引起的输入噪声。TLV2544的工作周期的开始模式有两种：一种是当不使用FS时(在的下降沿FS=1)，的下降沿即为周期的开始。这时的输入数据在SCLK的上升沿移入，输出数据在下降沿改变。这种模式虽然也可用于DSP，但一般常用于SPI微控制器。另一种是当使用FS时(FS是来自DSP的有效信号)，FS的下降沿即为周期的开始，这时的输入数据在SCLK的下降沿移入，输出数据在其上升沿改变，这种模式一般用于TMS320系列的DSP。TLV2544具有一个4位命令集(存于命令寄存器CMR中)和一个l2位配置数据域。大多数命令只需要前4个MSB，即不需要低l2位数据。值得注意的是，器件在上电初始化时首先需要将初始化命令A000h写入CFR配置寄存器，然后对器件进行编程，其编程方法是在初始化命令A000h的低l2位000h写入编程数据以规定器件的工作方式。TLV2544具有四种转换模式，分别为：单次模式、重复模式、扫描模式和重复扫描模式。可用模式00、01、l0、ll表示。每种模式的工作稍有区别，这取决于转换器如何采样和采用哪一种接口。转换的触发信号可以采用有效 (扩展采样)、(正常采样、SPI接口)或FS(正常采样，TMS320系列DSP接口)模式。当FS用作触发信号时，可保持一直有效而不需要通过触发顺序跳转。不同类型的触发信号不应在重复模式和扫描模式中混合使用。当用作触发信号时，转换开始于的上升沿。如果一个有效或FS用作触发信号，则转换将在第l6个或第28个SCLK的边沿开始。TLV2544的工作时序分为二大类：转换和无转换。无转换周期为读和写周期(配置)，这些周期都不执行转换，而转换周期有四种转换模式的周期。另外，TLV2544还具有一个内置基准，其电平可编程为2V或4V。如果采用内部基准，REFP就被设为2V或4V，而REFM则设为0V。如果基准源编程为外部，那么也可通过两个基准输入脚REFP和REFM使用外部基准。模拟输入、外部基准的最大或最小值不应超过正电源或低于GND。在输入信号等于或高于REFP时，数字输出为满度，而在输入信号等于或低于REFM 时为零。器件的上电和初始化要求先通过向TLV2544写入A000h的方法确定处理器的类型，然后对器件进行编程。器件在上电后或从断电方式中恢复后的第一次转换无效。TLV2544和微处理器之间的数据传输最快和最有效的方法是用串行外设接口(SPI)，但这要求微处理器带有SPI接口能力。对不带SPI或类似接口能力的微处理器，需用软件合成SPI操作来和TLV2544连接。图9是本装置的TLV2544和DSP（TMS320VC33）接口电路，TLV2544的SDI、SDO、SCLK、FS端分别与DSP同步串口中的DX0、DR0、CLKR0&CLKX0、FSR0&FSX0等引脚连接，片选信号/CS由DSP的XF0端提供，中断输出EOC/INT接至DSP的/INT0端。由于前端信号处理电路的放大器不能满幅输出，为更好地配合ADC的转换电压输入范围，本电路采用外部基准，REFP接外部基准正端，REFM接GND。在数据转换器中，基准源提供了一个绝对电压，与输入电压进行比较以确定适当的数字输出；在电压调节器中，基准源提供了一个已知的电压值，用它与输出作比较，得到一个用于调节输出电压的反馈；在电压检测器中，基准源被当作一个设置触发点的门限。电压基准源它们可能是独立的、也可能集成在具有更多功能的器件中。要求什么样的指标取决于具体应用，理想的电压基准源应该具有完美的初始精度，并且在负载电流、温度和时间变化时电压保持稳定不变。但实际应用中，必须在初始电压精度、电压温漂、迟滞以及供出/吸入电流的能力、静态电流(即功率消耗)、长期稳定性、噪声和成本等指标中进行权衡与折衷。两种常见的基准源是齐纳和带隙基准源，齐纳基准源通常采用两端并联拓扑，带隙基准源通常采用三端串连拓扑。本发明检测装置对成本、体积、精确度、功耗等诸多因素的平衡与折衷，采用附图9所示的ADC参考电压电路IC7。电路采用MAX6166A实现，其输出电压为2.5V，初始精度±2mV，温度系数为5ppm/℃。完全满足本发明检测装置的设计要求，且实际应用效果良好。

附图10是本发明实施例的控制处理与通信电路框图，附图11是本发明实施例的DSP最小系统电路原理图。控制处理与通信电路包括DSP、CPLD、SBSRAM、E²PROM、时钟与复位模块、通信接口；DSP为主处理芯片，它通过总线连接CPLD、SBSRAM、E²PROM、A/D转换器和通信接口，CPLD的逻辑输出连接至信号输入及通道选择电路、前置可变增益放大电路、可选带通滤波器组、后置可变增益放大电路的控制输入端，时钟与复位模块用于提供DSP工作所需得时钟与复位信号，上位PC机经通信接口设置本检测装置的探测参数或读取探测数据以进行地下水源埋藏深度、储量大小分析。本发明实施例的数字信号处理器（DSP）采用TMS320VC33，TMS320VC33 是TI 公司新推出的TMS320C3X 系列新一代浮点DSP。它是在原来的TMS320C31 浮点DSP的基础上开发的一个价格更低的版本(15US＄)，该产品以高速、低功耗、低成本、易于开发为显著特点。由于它采用了内部1.8V 、外部3.3V 供电， 因而功耗比原有型号降低了大约一个数量级，而且能支持高达150M/ FLOPS 的运行速度，是需浮点运算的便携式产品应用场合中的一种理想的DSP器件。TMS320VC33采用TI公司的0.18μmTImeline TM 制造技术， 144 脚LQFP四边形封装，它的主要性能如下：① 带有32位的高性能CPU，具有高速的浮点运算能力，其中TMS320VC33-150 型在13ns 单周期指令执行时间时为150MFLOPS 和75MIPS，而TMS320VC33-120 型在17ns 单周期指令执行时间时为120MFLOPS和60MIPS；② 带有34k ×32 位(1.1M 位) 的片内双静态RAM，分为2 个16k×32位块和2个1k×32位块；③ 总线控制寄存器配置选通控制等待状态数，外部中断可选择边沿触发方式和电平触发方式，带有启动程序装载功能，内含5 倍频的锁相环( PLL) 时钟发生器；④ 低功耗，在150MFLOPS下运行时，功耗低于200mW；⑤ 具有32位的指令字和24位的地址线，可进行16/32位整数和32/40 位的浮点操作，具有四个内部译码页选，可大大简化与I/O及存储器的接口；⑥ 内含8个扩展精度寄存器R0～R7，带有2个地址发生器、8个辅助寄存器和2个辅助寄存器算术单元(ARAUS)，片内存储器可映射外设，其中包括1个串行口、2个32位定时器和1个DMA；⑦ 支持2个或3个操作数指令，在一个单指令周期内可并行进行算术/逻辑单元(ALU)和乘法器运算，具有块重复功能，可零开销循环和单周期分支，具有条件调用和条件返回指令，有互锁指令，可支持多处理器操作；⑧ 双电压供电，1.8 V内核电压和3.3 V的I/O电压，具有两种低功耗模式；⑨ 具有符合IEEE1149 标准的片内扫描仿真接口(JTAG)，4个简单、高效的预译码信号。本检测装置根据实际电路设计需要，设计了VC33最小系统如附图11所示：（1）时钟电路 VC33的时钟发生器允许选择的时钟源：一是在XIN和XOUT之间接一晶振来启动内部晶振，EXTCLK 接地；二是将外部时钟直接接到EXTCLK管脚，XOUT悬空，XIN接地。VC33的时钟发生器包括芯片内部的晶振和锁相环电路(PLL)，PLL电路在硬件上可自行设置。VC33的CPU有2个时钟模式选择引脚CLKMD0和CLKMD1，可将CLKMD0和CLKMD1引脚通过10 k Ω上拉电阻连接到电源（如图11中的R16、R17），使CLKMD0和CLKMD1都为1。具体电路图如附图11所示。（2）复位电路 为了使系统能被复位信号初始化，复位信号的脉冲宽度必须至少为10个指令周期以上，TMS320VC33－150指令周期为13ns，则复位时间至少为10×13ns＝130ns，同时要考虑到系统振荡器达到稳定工作状态至少需要20ms，因此复位电路需要产生100～200 ms低电平复位脉冲。具体复位电路如附图11所示，具备手动和自动复位功能。取R62＝100 kΩ，C39＝4.7 μF时，非门最大输入低电平为1V。（3）JTAG仿真接口 VC33包含一个专门仿真口来支持由IEEE 1149.1标准规范的JTAG仿真，该端口通过仿真器直接访问，这种设计极大地方便了VC33仿真软件的调试。为了能与仿真器进行通信，所设计的PCB板上应有9脚JTAG 仿真头，9脚的JTAG仿真头信号及管脚位置如附图11所示。当仿真头和JTAG目标芯片之间的距离超过6 in时，仿真信号TMS、TDI、TDO 和TCK_RET 要加缓冲，同时引脚EMU0、 EMU1、TMS 和TDI 应该加上拉电阻连接到电源上，以保证仿真信号传输的需要。若距离小于6 in，则不必加缓冲。EMU0 和EMU1 信号必须通过上拉电阻连接到电源上，提供少于10 μs的信号上升时间，其中上拉电阻R12和R13可取4.7 kΩ或10kΩ。（4）存储器的扩展 VC33具有16M×32bit的可寻址存储空间，由4个独立可选择的地址空间组成，分别是000000h ～3FFFFFh 、400000h ～7FFFFFh、800000h～BFFFFFh 和C00000h～FFFFFFh。它的片内存储器只有34K×32bit 的RAM，为满足实际应用的需要，需扩展数据存储器和程序存储器。本装置只扩展一片程序存储器39VF160, 附图11是VC33与存储器的接口设计。（5）Boot的设计 在复位期间，当VC33的MCBL/MP 管脚为低电平，复位后VC33从片外040000h开始执行程序；当此管脚为高电平，VC33调用片内固化的Bootlooder程序，将片外16位程序存储器39VF160中的内容拼成32位的程序指令放在程序RAM 中，可以设置程序RAM 的地址。当VC33检测到MCBL/MP 管脚为高电平时，将依次检测INT0～INT3 管脚电平，根据这些管脚的电平来决定VC33引导方式和引导地址，如果用到相关的INTn管脚用以产生中断，则在硬件电路中设法保证VC33复位时，INTn管脚上不应有负脉冲。例如用到了中断INT3，设定从Boot2地址加载，则应保证在复位期间，INT3为高，INT2为低，INT0和INT1不受约束。从Boot2地址加载可以设置中断标志寄存器IF 中INT1 位为1 或INT1脚直接接地。以上是本检测装置的TMS320VC33最小系统，其中应该注意以下几个问题：1)时钟电路采用内部晶振可以节省电路板空间和降低系统损耗，在电路配置时应注意靠近VC33，引线要短而粗，采用的电容要性能稳定，容量值准确，且远离发热的元器件。采用外部时钟时从抗干扰考虑，应该在晶振的电源端和时钟输出端加一磁珠，电源和地之间加去耦电容，在尽可能的情况下，用地线包围振荡电路，晶振外壳接地。2) VC33片内不自带看门狗电路，必要时复位电路可以配置一片看门狗芯片。3) VC33中一些管脚不用时，应该将其通过上拉电阻接电源或通过下拉电阻接地。

附图12是本发明实施例的地下水源特征信息图。本发明实施例中，通信接口用于连接上位PC机，优选RS232或USB接口。上位PC机经通信接口读取本检测装置的探测数据后，对数据进行数字抗混滤波、FFT变换与频谱细化、谱线搜索等方法处理后可得到附图12所示的地下水源特征信息图。岩溶、裂隙中脉状流的地下径流水，按水文学规律流动在地底下会切割地磁场磁力线产生感应电动势；该感应电动势较微弱，无法穿透地层传送到地面；但它会对地下该处的天然瞬变电磁波产生持续不断的干扰，最终附加在该电磁波信号上传输到地表。把这种附加有地下径流水信息的信号定义为地下径流水特征信息，附图12为本检测装置在地表探测到的地下水源特征信息。附图12上半部分为天然瞬变电磁波的时域波形，下半部分为天然瞬变电磁波中地下径流水特征频谱图。频谱图中间最高的谱线称为主频谱线，分布于主频谱线两边并关于主频对称的谱线称为边频谱线。主频谱线表征地下某深度岩层的电性值，边频谱线表征地下水的活动情况，边频谱线幅值表示地下水瞬时流量的大小，边频谱线距离主频谱线的远近称边频频率，边频频率表示地下水瞬时流动速度的快慢。根据电磁场理论，天然瞬变电磁波在地层中的传导电流远远大于位移电流，则其穿透深度为

h＝1/(πf _z μ/ρ)^0.5 (单位：m)

上式中，f _z 为地下水径流特征主频频率；ρ为探测点的地表电阻率，一般地表大都是松散的土层，取其平均电阻率ρ≈10（Ω.m）；假设天然瞬变电磁波穿透的地层为无磁性介质，则磁导率取 μ＝4π×10^-7 H/m；据此得到地下水径流的埋藏深度与主频频率的关系如下

h＝1/(πf _z μ/ρ)^0.5＝1591.58(1/f _z )^0.5 (单位：m)

对比主频幅值E (t)的综合值与周围测点的变化情况，结合附近已知的钻孔资料，评估测点在该深度的地下岩性。

流动的地下水会切割地磁场的磁力线而产生感应电动势e，根据电磁流量原理，感应电动势e（单位：mV）与流量Q的方程式为

e＝（4BK/L）Q

式中，B为探测地点的大地电磁场感应强度（单位：mV/m ² ）、K为常数，对于一个已知的探测区域来说它们都是常数，但需要在探测区域附近找已知的水量的参考测试点进行整定；L为地下水流通道截面的周长（单位：m）。

实际探测工作表明，地下水在岩溶裂隙中流动的流速、流量都是随时间变化的，其产生的感应电动势e是时间t的函数，计为e (t)＝0.5〔e ₁(t)＋e ₂(t)〕。e (t)与地下水储量Sw之间的关系为

Sw=∫₀ ^T[L.e (t)/4BK]dt=( L/4BK)∫₀ ^T e (t) dt (单位：m ³/h)

式中，T为地下水径流的变化周期，本专利仪器能探测出地下水径流的变化周期T（边频频率f _b的倒数）和周期T内感应电动势e (t)的综合值，由上式可简单地估算出地下水储量Sw。但由于地下水径流的变化周期T受地质构造、补给情况、开采量等因素的影响而各不相同，且该周期也是随时间变化的，这给准确评估地下水储量或开采量带来一定困难。通常采用离散化方法来计算上式，具体做法是：由探测仪器对该固定深度连续重复探测1小时，得到M组探测数据，而这其中只有N组探测数据具有地下水径流特征信息，即边频综合幅值e (t ₀)、e (t ₁)、e (t ₂)……e (t _N-1)，边频频率f _b0、f _b1、f _b2……f _bN-1；因此，上式的离散化计算公式为：

(单位：m ³/h)

综上所述，本发明公开了一种地下水源探测用检测装置，包括信号输入及通道选择电路、工频陷波与输入适配电路、低通滤波电路、前置可变增益放大电路、可选带通滤波器组、后置可变增益放大电路、A/D转换电路、控制处理与通信电路。该检测装置在上位PC机的设置参数管理下工作，对所连接16根探针获取的地下水源信息进行探测，探测数据经通信接口传送至上位PC机以进行地下水源埋藏深度、储量大小分析。本发明的有益效果在于：引入地下水源探测的新方法，提供了利用地下水流的动态信息寻找地下水源头的检测装置，可定量、定性分析地下水源的埋藏深度、储量大小，解决了传统找水物探仪器观测结果多解性的问题；可广泛用于供水、水利工程、矿山防治水等方面。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而己，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种地下水源探测用检测装置，包括信号输入及通道选择电路、工频陷波与输入适配电路、低通滤波电路、前置可变增益放大电路、可选带通滤波器组、后置可变增益放大电路、A/D转换电路、控制处理与通信电路，其特征在于：所述信号输入及通道选择电路连接16根用于获取地下水源信号的探针并可从中选择两个探针信号以差分方式连接到工频陷波与输入适配电路，工频陷波的信号经低通滤波电路后送至前置可变增益放大电路，前置放大后信号经可选带通滤波器组提取指定探测深度信息送后置可变增益放大电路，后置放大后的地下水源信号在控制处理与通信电路的控制下经A/D转换电路采集为数字信号送上位PC机分析以得到探针范围的地下水源分布情况；在上位PC机的设置参数管理下，控制处理与通信电路输出控制信号到信号输入及通道选择电路、前置可变增益放大电路、可选带通滤波器组、后置可变增益放大电路以完成所需的探测工作。

2.根据权利要求1所述的地下水源探测用检测装置，其特征在于：所述的信号输入及通道选择电路包括：A组8个探针的连接插座INA1～INA8，B组8个探针的连接插座INB1～INB8，滤除探针及探测电缆上高频噪声的磁珠Z1～Z16，将探针接收信号耦合到模拟开关输入端的电容C1～C16，8选1模拟开关IC1～IC2；IC1、IC2在控制处理与通信电路输出控制信号KTD0～KTD7的控制下选择A组任一探针信号到INPUTA、B组任一探针信号到INPUTB以差分方式连接至工频陷波与输入适配电路。

3.根据权利要求1所述的地下水源探测用检测装置，其特征在于：所述的工频陷波与输入适配电路包括：由电阻R1～R4、电容C17～C20组成的探针信号INPUTA的工频陷波器，由电阻R5～R8、电容C21～C24组成的探针信号INPUTB的工频陷波器，由电阻R1～R12、运放IC3B～IC3D组成的输入适配器；电路分别对两探针输入信号INPUTA、INPUTB进行工频陷波器，再经输入适配器将其转换为单端信号INPUTO并送至低通滤波电路。

4.根据权利要求1所述的地下水源探测用检测装置，其特征在于：所述的低通滤波电路包括：由电阻R13～R14、电容C25～C26、运放IC3A组成的二阶有源低通滤波器，直流电位设置电阻R15，隔直电容C27；输入单端信号INPUTO经低通滤波并隔直后输出V-LP信号到前置可变增益放大电路，以减少信号范围之外的高频成分和直流偏移对后续电路的影响。

5.根据权利要求1所述的地下水源探测用检测装置，其特征在于：所述的前置可变增益放大电路由电阻RQ1～RQn、运放IC4B～IC4C和模拟开关K11～Kn2组成，低通滤波信号V-LP经运放IC4B与电阻、模拟开关组成的电路放大后由缓冲器IC4C输出V-QZY信号，电路中引入双模拟开关结构以克服模拟开关导通电阻对放大器增益的影响。

6.根据权利要求1所述的地下水源探测用检测装置，其特征在于：所述的可选带通滤波器组由电阻RB1～RB3、电容CA1～CA32、电容CB1～CB32、两个模拟开关组和运放IC4D组成，是一个通过控制模拟开关组可选32个中心频率的二阶带通滤波器，用于从前置放大信号V-QZY中选取指定深度的地下水源信息V-BP。

7.根据权利要求1所述的地下水源探测用检测装置，其特征在于：所述的后置可变增益放大电路是一个由电阻RH1～RHn、电阻Rf、模拟开关组和运放IC4A组成的差分放大器，用于对带通滤波器组选取的信号V-BP进行放大以满足后续A/D转换器的要求。

8.根据权利要求1所述的地下水源探测用检测装置，其特征在于：所述的A/D转换电路由电阻R16、电容C28～C31、SPI接口A/D转换器IC6和ADC参考电源IC7组成；电阻R16为ADC片选上拉电阻，电容C28～C31为ADC参考电源的解耦、旁路电容，IC7用于提供ADC参考电源，A/D转换器IC6通过SPI接口与控制处理与通信电路的DSP芯片IC5连接，其模拟信号输入端分别连接至低通滤波电路输出V-LP、前置可变增益放大电路输出V-QZY、可选带通滤波器组输出V-BP、后置可变增益放大电路输出V-HZY。

9.根据权利要求1所述的地下水源探测用检测装置，其特征在于：所述的控制处理与通信电路包括DSP、CPLD、SBSRAM、E²PROM、时钟与复位模块、通信接口；DSP为主处理芯片，它通过总线连接CPLD、SBSRAM、E²PROM、A/D转换器和通信接口，CPLD的逻辑输出连接至信号输入及通道选择电路、前置可变增益放大电路、可选带通滤波器组、后置可变增益放大电路的控制输入端，时钟与复位模块用于提供DSP工作所需得时钟与复位信号，上位PC机经通信接口设置本检测装置的探测参数或读取探测数据以进行地下水源埋藏深度、储量大小分析。