CN107037662B - 基于并行交叉相位调制效应的全光比较器 - Google Patents
基于并行交叉相位调制效应的全光比较器 Download PDFInfo
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Abstract
一种基于并行交叉相位调制效应的全光比较器，包括有环外偏振控制器、光纤环形器、波分复用器、高非线性光纤阵列、光衰减器阵列、延迟光纤阵列、环内偏振控制器、3‑dB光纤耦合器、A信号带通滤波器及光衰减器；其种所述高非线性光纤阵列是由8段根据傅里叶级数展开规律的高非线性光纤并联设置构成；所述高非线性光纤阵列的长度比是1：3：5：……：15；所述高非线性光纤阵列的非线性系数是10W‑1Km‑1。本发明将八个符合傅里叶级数展开规律的传输周期进行叠加，使比较器最终的传输曲线呈阶梯状，具有明显的鉴幅阈值，不再涉及“0”、“1”判别有误的问题，从而保证了比较器的精度。
Description
技术领域
本发明涉及一种萨格奈克干涉环，尤其是一种由多个萨格奈克干涉环并联构成的全光比较器，应用于保密通信和大规模计算中。
背景技术
全光数模转换对未来高速的光通信和网络系统有着巨大影响，期望在光域内将连续信号转化为二进制信号。模拟信号比较器是全光数模转换至关重要的一个单元，将各种幅度的信号与定义的阈值比较数字化为“0”、“1”两种水平。
自Taylor提出将马赫增德尔调制器用于实现光域内模数转换，从而拉开了全光模数转换的历史篇章。随之许多全光ADC(analog-to-digital conversion)方法被相继报道，比如利用HNLF(highly nonlinear fibers)在Sagnac干涉仪或非线性光纤环镜中的XPM(cross-phase modulation)效应进行全光ADC，还有利用孤子自频移为基础或者切割超连续谱的全光量化方案。但以上方法中功率传输曲线是类正弦的，且比较输出的中间态太多，给预期的“0”、“1”判别造成很大困难，往往需在后端级联电模拟比较器才能输出明显的二值。但后置电比较器的引入，违背了发展全光技术的初衷。
总而言之，尽管有各种各样全光ADC的办法被提出，但由于缺少行之有效的全光比较器的技术，真正意义上的全光ADC还不能实现。
发明内容
本发明要解决的具体技术问题是现有全光比较器阈值模糊，致使输出信号质量较差，满足不了现代通讯系统的要求，其目的是提供一种基于并行交叉相位调制效应的全光比较器。
本发明上述目的是通过以下技术方案来实现的：
一种基于并行交叉相位调制效应的全光比较器，包括有待比较脉冲作为控制信号从A端输入经环外偏振控制器进入波分复用器，经高非线性光纤阵列、光衰减器阵列、延迟光纤阵列和环内偏振控制器进入3-dB光纤耦合器，输出进入A信号带通滤波器被滤除，连续光作为探测信号从B端输入经光环行器输入到3-dB耦合器分为两路，一路顺时针经高非线性光纤阵列、光衰减器阵列、延迟光纤阵列和环内偏振控制器传播一周；另一路逆时针经高非线性光纤阵列、光衰减器阵列、延迟光纤阵列和环内偏振控制器传播一周；在3-dB耦合器处发生干涉，干涉输出信号经过A信号带通滤波器进入光衰减器完成全光比较；其特征在于：
所述高非线性光纤阵列是由8段根据傅里叶级数展开规律的高非线性光纤并联设置构成；所述高非线性光纤阵列的长度比是1：3：5：……：15；所述高非线性光纤阵列的非线性系数是10W-1Km-1。
在上述技术方案中，所述高非线性光纤阵列的段数与高非线性光纤阵列的长度比是8∶2 N -1，其中：N=8。
在上述技术方案中，所述全光比较器的萨格奈克干涉环的控制信号功率是探测信号功率的10倍以上。
在上述技术方案中，所述全光比较器的萨格奈克干涉环的控制信号与探测信号的波长是不相同的。
上述本发明所提供的一种基于交叉相位调制效应的全光比较器，与现有的全光比较器相比，其优点与积极效果如下。
本发明将八个符合傅里叶级数展开规律的传输周期进行叠加，使比较器最终的传输曲线呈阶梯状，具有明显的鉴幅阈值，不再涉及 “0”、“1”判别有误的问题，从而保证了比较器的精度。
本发明所有过程均在光域内进行，无需任何光电转换，避免了电子瓶颈。
本发明比较器码率完全由控制信号的重复频率决定，通过控制参量，实现了不同规格通信网络的高效利用。
附图说明
图1是本发明全光比较器的结构示意图。
图2是本发明第1路和第8路的功率传输曲线。
图3是本发明8路叠加后的功率传输曲线。
图4是本发明全光比较器结果。
图中：1：环外偏振控制器；2：光纤环形器； 3：波分复用器；4：高非线性光纤阵列；5：光衰减器阵列；6：延迟光纤阵列；7：环内偏振控制器；8：3-dB光纤耦合器；9：A信号带通滤波器10：光衰减器。
具体实施方式
本发明上述所提供的一种基于并行交叉相位调制效应的全光比较器，是将8路符合傅里叶级数展开规律的传输周期进行叠加，使比较器最终的传输曲线呈阶梯状，具有明显的鉴幅阈值，不再涉及 “0”、“1”判别有误的问题，从而保证了比较器的精度。下面将结合附图对本发明的具体实施方式做出进一步的说明，但该实施例不应理解为对本发明的限制。
实施一种基于并行交叉相位调制效应的全光比较器，主要包括控制信号从A端输入经环外偏振控制器进入波分复用器，经过高非线性光纤和环内偏振控制器进入3dB光纤耦合器，输出进入探测信号信号带通滤波器被滤除，探测信号从B端输入经光环行器输入到3dB耦合器分为两路，一路顺时针经波分复用器、高非线性光纤、环内偏振控制器传播一周；另一路逆时针经环内偏振控制器、高非线性光纤、波分复用器传播一周；在3dB耦合器处发生干涉，干涉输出信号经过探测信号带通滤波器输出构成萨格奈克干涉环；本发明在上述结构的基础上，将傅里叶级数展开规律应用于萨格奈克干涉环，并联设置八路高非线性光纤构成高非线性光纤阵列，构成本发明所述的一种基于并行交叉相位调制效应的全光比较器，其中，高非线性光纤的长度比是设计为1：3：5：……：15；相应的高非线性光纤的非线性系数是10W-1Km-1、20 W-1Km-1、30W-1Km-1、……均可。
为避免萨格奈克干涉环中的四波混频效应和走离现象，应是控制信号与探测信号的波长间隔小且靠近高非线性光纤的零色散波长。通常输入到萨格奈克干涉环的控制信号功率远远大于探测信号功率。
实施例1
如附图1所述，以重复频率10GHz、波长为1554nm的待比较脉冲作为控制信号，由A端输入经环外偏振控制器1进入波分复用器3，顺时针在环内传播。以波长为1550nm的连续光作为探测信号，B端输入经光环行器2输入到3dB耦合器8分为两路，一路顺时针经波分复用器3，进入非线性系数为10W-1Km-1的高非线性光纤阵列4，第一路高非线性光纤长度为1.5km，八路高非线性光纤的长度比为1：3：5：……：15，使各路输出的传输周期符合傅里叶级数展开规律。之后经光衰减器阵列5，使各路输出的信号强度符合傅里叶级数展开规律，强度比为15：13：11：……：1。后经延迟光纤阵列6和环内偏振控制器7传播一周，另一路逆时针经环内偏振控制器7，进入延迟光纤阵列、光衰减器阵列5、高非线性光纤阵列4，后经波分复用器3传播一周。由于两路探测光在高非线性光纤中发生交叉相位调制效应的强度不同，因此就有了相位差。各自传输一周后在3dB耦合器8处发生干涉，干涉输出信号和控制信号共同传输经探测信号带通滤波器9将控制信号滤除，经光衰减器10将叠加后的低脉冲序列湮没于噪声从C端口输出。
具体分析顺时针探测信号和逆时针探测信号的相位变化分别可以表示为：Ф XPM-CW =2γP peak L和Ф XPM-CCW =2γP ave L。各自传输一周后存在相位差在3dB耦合器8处发生干涉，相位差可表示为：ΔФ XPM-CW =Ф XPM-CW -Ф XPM-CCW =2γ(P peak -P ave )L。这里ΔФ XPM-CW 、Ф XPM-CW 、Ф XPM-CCW 、γ、P ave 、P peak 和L分别表示两路探测信号的相位差、顺时针探测光由于交叉相位调制引起的相位变化、逆时针探测光由于交叉相位调制引起的相位变化、高非线性光纤的非线性系数、入射控制信号的平均功率、入射控制信号的峰值功率和高非线性光纤的长度。考虑到在3dB耦合器8处光干涉透射率公式可表示为：T=P out /P in ={1-cos(ΔФ XPM )}/2，这里P in 、P out 分别表示探测信号的输入功率和探测信号的输出功率。干涉输出信号和控制信号共同传输经带通滤波器8将控制信号滤除，干涉输出信号从C端口输出。随着控制光功率的变化，相位差可以实现从“0”到“π”的正弦变化，与之对应输出端口C处的透射率也实现“0”到“1”的正弦变化。
本实施例中，8个交叉相位调制效应干涉环的结构除高非线性光纤外全部一致。所选用的高非线性光纤的非线性系数为10W-1Km-1，8段高非线性光纤的长度分别为1.5km、4.5km……，以此类推，第8段光纤长度为{1.5*(2*8-1)}km，这8路功率传输曲线的周期符合傅里叶级数展开规律，以第1路和第8路为例，可得出如附图2所示的功率传输曲线。
利用8段不同延迟光纤构成的延迟光纤阵列对上述8路并行传输的随机序列实施延迟，使8路随机序列一一对应，叠加后的低脉冲序列经衰减器湮没与噪声，得出如附图3所示的传输曲线。脉冲经过本全光比较器后的输出结果如附图4所示。
最后，需要特别指出的是，本全光比较器的码率完全由初始脉冲序列的重复频率决定。因此，将不同重复频率的脉冲序列用本方法进行量化，可以匹配不同要求的通信系统。
Claims (4)
1.一种基于并行交叉相位调制效应的全光比较器，包括待比较脉冲作为控制信号从A端输入经环外偏振控制器（1）进入波分复用器（3），经高非线性光纤阵列（4）、光衰减器阵列（5）、延迟光纤阵列（6）和环内偏振控制器（7）进入3-dB光纤耦合器（8），输出进入A信号带通滤波器（9）被滤除，连续光作为探测信号从B端输入经光环行器（2）输入到3-dB耦合器（8）分为两路，一路顺时针经高非线性光纤阵列（4）、光衰减器阵列（5）、延迟光纤阵列（6）和环内偏振控制器（7）传播一周；另一路逆时针经环内偏振控制器（7）、延迟光纤阵列（6）、光衰减器阵列（5）和高非线性光纤阵列（4）传播一周；在3-dB耦合器（8）处发生干涉，干涉输出信号经过A信号带通滤波器（9）滤出，构成萨格奈克干涉环；输出信号进入光衰减器（10）完成全光比较；其特征在于：
所述高非线性光纤阵列（4）是由8段根据傅里叶级数展开规律的高非线性光纤并联设置构成；所述高非线性光纤阵列（4）的长度比是1：3：5：……：15；所述高非线性光纤阵列（4）的非线性系数是10W-1Km-1。
2.如权利要求1所述的基于并行交叉相位 调制效应的全光比较器，其特征在于：所述高非线性光纤阵列（4）中各段的长度比是1∶3∶5，以此类推。
3.如权利要求1所述的基于并行交叉相位 调制效应的全光比较器，其特征在于：所述萨格奈克干涉环的控制信号功率是探测信号功率的10倍以上。
4.如权利要求1所述的基于并行交叉相位 调制效应的全光比较器，其特征在于：所述萨格奈克干涉环的控制信号与探测信号的波长不相同。
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