CN106878895B - 包括改进的反馈抵消系统的听力装置 - Google Patents

包括改进的反馈抵消系统的听力装置 Download PDF

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Abstract

本申请公开了包括改进的反馈抵消系统的听力装置，其包括输入变换器、输出变换器、信号处理单元及用于使处理后的电输出信号和电输入信号去相关的频移单元；所述听力装置还包括：反馈抵消系统，用于降低因从输出变换器到输入变换器的外部反馈通路的声或机械反馈引起啸声的风险，所述反馈抵消系统包括：反馈估计单元，包括用于提供外部反馈通路的估计量的第一自适应滤波器；位于正向通路中的组合单元；其中反馈估计单元提供所得的反馈估计信号，其在组合单元中与电输入信号或源自其的信号组合以提供反馈校正的信号；其中所述反馈估计单元还包括：校正单元，用于通过减小因频移单元在反馈通路估计量中引入的残留偏差而影响反馈通路估计量。

Description

包括改进的反馈抵消系统的听力装置
技术领域
本申请涉及反馈抵消。本申请尤其涉及包括正向通路的听力装置如助听器，所述正向通路包括用于使处理后的电输出信号和电输入信号去相关的频移单元。
本申请还涉及听力装置的运行方法及听力装置的用途。本申请还涉及包括处理器和程序代码的数据处理系统，程序代码使得处理器执行本发明方法的至少部分步骤。
本发明例如可用在下述应用中：助听器、耳机、耳麦、有效耳朵保护系统、免提电话系统、移动电话、远程会议系统、广播系统、卡拉OK系统、教室放大系统等。
背景技术
声反馈问题因音频增强系统的输出扬声器信号经通过空气的声耦合部分返回到输入传声器而出现。该问题在如广播系统和助听器的应用中通常导致明显的性能降级。在最坏情形下，音频系统变得不稳定及啸声出现。用于减少声反馈的影响的、目前技术发展水平的解决方案是在系统识别配置中使用自适应滤波器的抵消系统。
自1950起，频移已用于音频增强系统中的声反馈控制。其可用作独立的系统和/或其可与使用自适应滤波器的声反馈抵消系统组合。音频系统中扬声器信号的谱移使参考信号与误差信号去相关，这可用于减轻通常有偏的自适应滤波器估计。US3257510A公开了一种改进的反馈控制装置，其中连续变化的相移在广播系统或类似设备的输入和输出装置之间提供有效的频移，从而使系统振荡的趋势最小化。
发明内容
本发明涉及声反馈抵消系统中频移的去相关作用。频移对参考信号和误差信号之间的相关函数的影响可分为两个部分：快速时变部分和慢速时变部分。尤其是相关函数的慢速时变部分在自适应滤波器估计中导致周期性时变的偏差，这限制了反馈抵消性能。本发明包括通过在自适应滤波器估计中去除慢速时变部分而获得无偏估计的解决方案。如上面提及的，已知从听力装置的输出变换器到输入变换器的反馈通路(该反馈通路例如通过其脉冲响应或频率响应表征)的估计量，例如通过自适应滤波器确定，具有固有偏差(即反馈通路的估计值的统计预期值与反馈通路的真实值之间具有所述偏差)。还已知该偏差可通过在正向通路的信号中引入(小的，如5Hz-20Hz)频移而减小。本申请的发明人认为，频移本身在反馈通路的估计量中引入另一、尽管通常较小的偏差(在此称为“残留偏差”)。
本申请的目标在于改进听力装置中的反馈抵消。
本申请的目标由所附权利要求及下面的描述中限定的发明实现。
听力装置
在本申请的一方面，本申请的目标由听力装置如助听器实现，其包括：
-用于将输入声音转换为表示声音的电输入信号的输入变换器；
-用于将处理后的电输出信号转换为输出声音或机械振动的输出变换器；
-在工作时连接到输入和输出变换器并配置成将正向增益应用于电输入信号或源自其的信号的信号处理单元；及
-用于使处理后的电输出信号和电输入信号去相关的频移单元。
输入变换器、信号处理单元、频移单元和输出变换器形成听力装置的正向通路的一部分。
该听力装置还包括：
-反馈抵消系统，用于降低因从输出变换器到输入变换器的外部反馈通路的声或机械反馈引起啸声的风险，所述反馈抵消系统包括：
--包括第一自适应滤波器的反馈估计单元，用于提供外部反馈通路的估计量；及
--位于正向通路中的组合单元；
其中反馈估计单元提供所得的反馈估计信号，其在组合单元中与电输入信号或源自其的信号组合以提供反馈校正的信号。
反馈估计单元还包括：
--校正单元，用于通过减小因频移单元在反馈通路估计量中引入的残留偏差而影响反馈通路估计量。
其优点在于改进反馈抵消，尤其在包括音调成分的声环境中更是如此。
在实施例中，残留偏差为移频单元引入的频移的结果。在实施例中，残留偏差遵循频移单元引入的频移的一些性质。
用于补偿反馈通路估计量的校正单元例如可配置成将因频移单元引入的反馈通路估计偏差的估计量(＝残留偏差)从(直接、未补偿的)估计的反馈通路减去以获得反馈通路的无偏(或偏差较小的)估计量。
在实施例中，用于影响反馈通路估计量的校正单元配置成减小反馈通路估计量中因频移单元引入的残留偏差。
在实施例中，所得反馈信号在组合单元中从电输入信号或源自其的信号减去以提供反馈校正的信号。
在实施例中，校正单元配置成估计反馈通路估计量中的残留偏差，该残留偏差因频移单元引入的频移导致。
在实施例中，校正单元配置成校正自适应滤波器提供的反馈估计量以提供合成反馈估计量。
在实施例中，校正单元配置成补偿反馈通路估计量中因频移单元引入的频移引起的残留偏差的估计量以提供合成反馈估计信号。在实施例中，残留偏差的估计量被从反馈通路估计量减去以提供合成反馈估计信号。
在实施例中，校正单元配置成根据电输入信号的一个或多个主频校正反馈通路估计量。在实施例中，校正单元适于根据电输入信号的一个或多个主频估计反馈通路估计量中因频移单元引入的频移引起的残留偏差。在实施例中，输入信号包括音调成分。在实施例中，输入信号包括一个或多个主频。在实施例中，输入信号包括至少一纯音。在实施例中，输入信号包括音乐。
真实反馈通路h(n)(如其脉冲响应)在给定时间点n(n为时间指数，如时间帧指数)的有偏估计可表达为
Figure BDA0001116582930000041
其中
Figure BDA0001116582930000042
表示反馈通路估计量
Figure BDA0001116582930000043
因x(n)和u(n)之间的非零相关rxu导致的统计预期值，rxu称为偏差(及在已引入频移的情形下称为残留偏差)，及其中x(n)为输入信号，u(n)为扬声器信号(例如参见图1)。换言之，当在反馈抵消系统中应用频移时，“残留偏差”由相关函数x(n)u(n)表示。传声器信号y(n)为输入信号x(n)和反馈信号v(n)的混合，但在听力装置实施例中，由于反馈信号对残留偏差的估计没有作用，忽略反馈信号v(n)。因此，当在h(n)的自适应估计中使E[e2(n)]最小化时，相关函数x(n)u(n)通过梯度g(n)＝e(n)ef(n-d)逼近(例如参见图1和等式(7))，其中e(n)为(反馈校正的)误差信号，ef(n)为调制后的误差信号，及其中频移的引入实施为误差信号e(n)通过频率Δf＝f’(如10Hz)进行调制，参数d表示d个样本的延迟(例如参见图2，其中信号u(n)＝ef(n-d))。
在实施例中，残留偏差rxu通过梯度g(n)的相对慢速变化部分λ(n)逼近，其中慢速时变部分遵循调制频率ω′，其中ω′＝2πf’，f’指按Hz计的频移量(例如参见等式(10))。
在实施例中，校正单元包括第二自适应滤波器。在实施例中，校正单元包括一个或多个自适应滤波器。
在实施例中，校正单元包括频率分析单元，配置成确定输入信号的至少一主频。在实施例中，频率分析单元适于确定电输入信号的一个或多个(ND个)主频(如ND个最主要的频率)。
在实施例中，听力装置配置成在一个或多个模式下运行，例如第一(如正常)模式和第二(反馈估计)模式。
在实施例中，听力装置配置成在第一和第二模式下运行，其中用于校正反馈通路估计量的校正单元分别启用和禁用。
在实施例中，听力装置包括助听器、耳机、耳朵保护装置或其组合。
在实施例中，听力装置适于提供随频率而变的增益和/或随电平而变的压缩和/或一个或多个频率范围到一个或多个其它频率范围的移频(具有或没有频率压缩)以补偿用户的听力受损。
听力装置包括适于基于处理后的电信号提供由用户感知为声信号的刺激的输出变换器。在实施例中，输出变换器包括用于将刺激作为声信号提供给用户的接收器(扬声器)。在实施例中，输出变换器包括用于将刺激作为颅骨的机械振动提供给用户的振动器(例如在附着到骨头的或骨锚式听力装置中)。
听力装置包括用于提供表示声音的电输入信号的输入变换器。在实施例中，听力装置包括定向传声器系统，其适于增强佩戴听力装置的用户的局部环境中的多个声源之中的目标声源。在实施例中，定向系统适于检测(如自适应检测)传声器信号的特定部分源自哪一方向。这可以如现有技术中描述的多种不同方式实现。
在实施例中，听力装置包括用于从另一装置如通信装置或另一听力装置无线接收直接电输入信号的天线和收发器电路。
在实施例中，听力装置为便携式装置，例如包括本地能源如电池例如可再充电电池的装置。
在实施例中，听力装置包括输入变换器(传声器系统和/或直接电输入(如无线接收器))和输出变换器之间的正向或信号通路。在实施例中，信号处理单元位于正向通路中。在实施例中，信号处理单元适于根据用户的特定需要提供随频率而变的增益。在实施例中，听力装置包括具有用于分析输入信号(如确定电平、调制、信号类型、声反馈估计量等)的功能件的分析通路。在实施例中，分析通路和/或信号通路的部分或所有信号处理在频域进行。在实施例中，分析通路和/或信号通路的部分或所有信号处理在时域进行。
在实施例中，表示声信号的模拟电信号在模数(AD)转换过程中转换为数字音频信号，其中模拟信号以预定采样频率或采样速率fs进行采样，fs例如在从8kHz到40kHz的范围中(适应应用的特定需要)以在离散的时间点tn(或n)提供数字样本xn(或x[n])，每一音频样本通过预定的Ns比特表示声信号在tn时的值，Ns例如在从1到16比特的范围中。数字样本x具有1/fs的时间长度，如50μs，对于fs＝20kHz。在实施例中，多个音频样本按时间帧安排。在实施例中，一时间帧包括64个音频数据样本。根据实际应用可使用其它帧长度。
在实施例中，听力装置包括模数(AD)转换器以按预定的采样速率如20kHz对模拟输入进行数字化。在实施例中，听力装置包括数模(DA)转换器以将数字信号转换为模拟输出信号，例如用于经输出变换器呈现给用户。
在实施例中，听力装置如传声器单元和/或收发器单元包括用于提供输入信号的时频表示的TF转换单元。在实施例中，时频表示包括所涉及信号在特定时间和频率范围的相应复值或实值的阵列或映射。在实施例中，TF转换单元包括用于对(时变)输入信号进行滤波并提供多个(时变)输出信号的滤波器组，每一输出信号包括截然不同的输入信号频率范围。在实施例中，TF转换单元包括用于将时变输入信号转换为频域中的(时变)信号的傅里叶变换单元。在实施例中，听力装置考虑的、从最小频率fmin到最大频率fmax的频率范围包括从20Hz到20kHz的典型人听频范围的一部分，例如从20Hz到12kHz的范围的一部分。在实施例中，听力装置的正向通路和/或分析通路的信号拆分为NI个频带，其中NI例如大于5，如大于10，如大于50，如大于100，如大于500，至少其部分个别进行处理。在实施例中，听力装置适于在NP个不同频道处理正向和/或分析通路的信号(NP≤NI)。频道可以宽度一致或不一致(如宽度随频率增加)、重叠或不重叠。
在实施例中，听力装置包括电平检测器(LD)，用于确定输入信号的电平(例如基于频带级和/或全(宽带)信号)。在特定实施例中，听力装置包括话音(活动)检测器(VAD)，用于确定输入信号(在特定时间点)是否包括话音信号。在本说明书中，话音信号包括来自人类的语音信号。其还可包括由人类语音系统产生的其它形式的发声(如唱歌)。在实施例中，话音检测器适于将用户自己的话音也检测为“话音”。作为备选，话音检测器适于从“话音”的检测排除用户自己的话音。在实施例中，听力装置包括自我话音检测器，用于检测给定输入声音(如话音)是否源自系统用户的话音。
听力装置包括声(和/或机械)反馈抑制系统。声反馈因来自对传声器拾取的信号进行放大的音频系统的输出扬声器信号经通过空气或其它媒介的声耦合部分返回到传声器而出现。之后，返回到传声器的扬声器信号部分在其再次出现在扬声器处之前被系统再次放大，并再次返回到传声器。随着该循环继续，当系统变得不稳定时，声反馈的影响变得听得见即非自然信号甚至更糟的啸声。该问题通常在传声器和扬声器靠近地放在一起时出现，例如在助听器或其它音频系统中。具有反馈问题的一些其它典型情形为电话学、广播系统、头戴式耳机、音频会议系统等。自适应反馈抵消具有跟踪反馈通路随时间变化的能力。其基于线性时不变滤波器估计反馈通路，但其滤波器权重随时间更新。滤波器更新可使用随机梯度算法进行计算，例如包括一些形式的最小均方(LMS)或归一化LMS(NLMS)算法。它们均具有使误差信号的均方最小化的性质，NLMS另外使滤波器更新相对于一些参考信号的欧几里得范数的平方归一化。自适应滤波器的多个不同方面例如在[Haykin；1996]中描述。
反馈抑制系统包括用于提供表示声反馈通路估计量的反馈信号的反馈估计单元及用于将反馈信号从(如通过听力装置的输入变换器拾取的)正向通路信号减去的组合单元如求减单元。在实施例中，反馈估计单元包括包含自适应算法的更新部分及用于根据自适应算法确定的可变滤波器系数对输入信号进行滤波的可变滤波器部分，其中更新部分配置成以可配置的更新频率fupd对可变滤波器部分的滤波器系数进行更新。
自适应滤波器的更新部分包括自适应算法，用于计算更新后的滤波器系数以传给自适应滤波器的可变滤波器部分。自适应算法的自适应速率例如按步长确定(如在LMS/NLMS算法中)。更新后的滤波器系数的计算和/或其从更新部分传给可变滤波器部分的定时可通过启动控制单元进行控制。更新的定时(如其具体时间点，和/或其更新频率)优选可通过正向通路信号的多个不同性质影响。更新控制方案可由听力装置的一个或多个检测器支持。
在实施例中，听力装置还包括用于所涉及应用的其它适宜功能，如压缩、降噪等。
在实施例中，听力装置包括听音装置如助听器、听力仪器例如适于位于用户耳朵处或者完全或部分位于耳道中的听力仪器，例如头戴式耳机、耳麦、耳朵保护装置或其组合。
用途
此外，本发明提供上面描述的、“具体实施方式”中详细描述的及权利要求中限定的听力装置的用途。在实施例中，提供在包括音频分布的系统中的用途，例如包括彼此足够接近的传声器和扬声器的系统，其在用户操作期间导致从扬声器到传声器的反馈。在实施例中，提供在包括一个或多个听力仪器、头戴式耳机、耳麦、有效耳朵保护系统等的系统中的用途，例如免提电话系统、远程会议系统、广播系统、卡拉OK系统、教室放大系统等。
方法
一方面，本申请提供听力装置的运行方法。该听力装置包括：用于将输入声音转换为表示声音的电输入信号的输入变换器；用于将处理后的电输出信号转换为输出声音的输出变换器；在工作时连接到输入和输出变换器并配置成将正向增益应用于电输入信号或源自其的信号的信号处理单元；及用于使处理后的电输出信号和电输入信号去相关的频移单元；输入变换器、信号处理单元、频移单元和输出变换器形成听力装置的正向通路的一部分。该听力装置还包括：反馈抵消系统，用于降低因从输出变换器到输入变换器的外部反馈通路的声或机械反馈引起啸声的风险，所述反馈抵消系统包括：1)包括第一自适应滤波器的反馈估计单元，用于提供外部反馈通路的估计量；及2)位于正向通路中的组合单元；其中反馈估计单元提供所得的反馈估计信号，其在组合单元中与电输入信号或源自其的信号组合以提供反馈校正的信号。该方法包括通过减小反馈通路估计量中的残留偏差而影响反馈通路估计量，残留偏差源自频移单元引入的频移。
当由对应的过程适当代替时，上面描述的、“具体实施方式”中详细描述的及权利要求中限定的装置的部分或所有结构特征可与本发明方法的实施结合，反之亦然。方法的实施具有与对应装置一样的优点。
在实施例中，该方法包括估计反馈通路估计量中因频移单元引入的频移引起的残留偏差。
在实施例中，该方法包括根据电输入信号的一个或多个主频校正反馈通路估计量。
在实施例中，该方法包括根据残留偏差自适应校正反馈通路估计量。在实施例中，该方法包括根据正向通路的信号如反馈校正的误差信号自适应校正反馈通路估计量。
计算机可读介质
本发明进一步提供保存包括程序代码的计算机程序的有形计算机可读介质，当计算机程序在数据处理系统上运行时，使得数据处理系统执行上面描述的、“具体实施方式”中详细描述的及权利要求中限定的方法的至少部分(如大部分或所有)步骤。
作为例子但非限制，前述有形计算机可读介质可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其他光盘存储器、磁盘存储器或其他磁性存储装置，或者可用于执行或保存指令或数据结构形式的所需程序代码并可由计算机访问的任何其他介质。如在此使用的，盘包括压缩磁盘(CD)、激光盘、光盘、数字多用途盘(DVD)、软盘及蓝光盘，其中这些盘通常磁性地复制数据，同时这些盘可用激光光学地复制数据。上述盘的组合也应包括在计算机可读介质的范围内。除保存在有形介质上之外，计算机程序也可经传输介质如有线或无线链路或网络如因特网进行传输并载入数据处理系统从而在不同于有形介质的位置处运行。
数据处理系统
本发明进一步提供数据处理系统，包括处理器和程序代码，程序代码使得处理器执行上面描述的、“具体实施方式”中详细描述的及权利要求中限定的方法的至少部分(如大部分或所有)步骤。
听力系统
另一方面，本发明提供包括上面描述的、“具体实施方式”中详细描述的及权利要求中限定的听力装置及包括辅助装置的听力系统。
在实施例中，该听力系统适于在听力装置和辅助装置之间建立通信链路以使信息(如控制和状态信号，可能音频信号)能在其间进行交换或从一装置转发给另一装置。
在实施例中，辅助装置是或包括音频网关设备，其适于(如从娱乐装置例如TV或音乐播放器，从电话装置例如移动电话，或从计算机例如PC)接收多个音频信号，及适于选择和/或组合所接收音频信号(或信号组合)中的适当信号以传给听力装置。在实施例中，辅助装置是或包括遥控器，用于控制听力装置的功能和运行。在实施例中，遥控器的功能实施在智能电话中，该智能电话可能运行使能经智能电话控制音频处理装置的功能的APP(听力装置包括适当的到智能电话的无线接口，例如基于蓝牙或一些其它标准化或专有方案)。
在实施例中，辅助装置为另一听力装置。在实施例中，听力系统包括适于实施双耳听力系统如双耳助听器系统的两个听力装置。
定义
在本说明书中，“听力装置”指适于改善、增强和/或保护用户的听觉能力的装置如听力仪器或有效耳朵保护装置或其它音频处理装置，其通过从用户环境接收声信号、产生对应的音频信号、可能修改该音频信号、及将可能已修改的音频信号作为可听见的信号提供给用户的至少一只耳朵而实现。“听力装置”还指适于以电子方式接收音频信号、可能修改该音频信号、及将可能已修改的音频信号作为听得见的信号提供给用户的至少一只耳朵的装置如头戴式耳机或耳麦。听得见的信号例如可以下述形式提供：辐射到用户外耳内的声信号、作为机械振动通过用户头部的骨结构和/或通过中耳的部分传到用户内耳的声信号、及直接或间接传到用户耳蜗神经的电信号。
听力装置可构造成以任何已知的方式进行佩戴，如作为佩戴在耳后的单元(具有将辐射的声信号导入耳道内的管或者具有安排成靠近耳道或位于耳道中的扬声器)、作为整个或部分安排在耳廓和/或耳道中的单元、作为连到植入在颅骨内的固定结构的单元、或作为整个或部分植入的单元等。听力装置可包括单一单元或几个彼此电子通信的单元。
更一般地，听力装置包括用于从用户环境接收声信号并提供对应的输入音频信号的输入变换器和/或以电子方式(即有线或无线)接收输入音频信号的接收器、用于处理输入音频信号的(通常可配置的)信号处理电路、及用于根据处理后的音频信号将听得见的信号提供给用户的输出装置。在一些听力装置中，放大器可构成信号处理电路。信号处理电路通常包括一个或多个(集成或单独的)存储元件，用于执行程序和/或用于保存在处理中使用(或可能使用)的参数和/或用于保存适合听力装置功能的信息和/或用于保存例如结合到用户的接口和/或到编程装置的接口使用的信息(如处理后的信息，例如由信号处理电路提供)。在一些听力装置中，输出装置可包括输出变换器，例如用于提供空传声信号的扬声器或用于提供结构或液体传播的声信号的振动器。在一些听力装置中，输出装置可包括一个或多个用于提供电信号的输出电极。
在一些听力装置中，振动器可适于经皮或由皮将结构传播的声信号传给颅骨。在一些听力装置中，振动器可植入在中耳和/或内耳中。在一些听力装置中，振动器可适于将结构传播的声信号提供给中耳骨和/或耳蜗。在一些听力装置中，振动器可适于例如通过卵圆窗将液体传播的声信号提供到耳蜗液体。在一些听力装置中，输出电极可植入在耳蜗中或植入在颅骨内侧上，并可适于将电信号提供给耳蜗的毛细胞、一个或多个听觉神经、听觉皮层和/或大脑皮层的其它部分。
“听力系统”指包括一个或两个听力装置的系统。“双耳听力系统”指包括两个听力装置并适于协同地向用户的两只耳朵提供听得见的信号的系统。听力系统或双耳听力系统还可包括一个或多个“辅助装置”，其与听力装置通信并影响和/或受益于听力装置的功能。辅助装置例如可以是遥控器、音频网关设备、移动电话(如智能电话)、广播系统、汽车音频系统或音乐播放器。听力装置、听力系统或双耳听力系统例如可用于补偿听力受损人员的听觉能力损失、增强或保护正常听力人员的听觉能力和/或将电子音频信号传给人。
附图说明
本发明的各个方面将从下面结合附图进行的详细描述得以最佳地理解。为清晰起见，这些附图均为示意性及简化的图，它们只给出了对于理解本发明所必要的细节，而省略其他细节。在整个说明书中，同样的附图标记用于同样或对应的部分。每一方面的各个特征可与其他方面的任何或所有特征组合。这些及其他方面、特征和/或技术效果将从下面的图示明显看出并结合其阐明，其中：
图1示出了具有频移(FS)的现有技术声反馈抵消系统(AFC)。
图2示出了频移的细节图，其中ω’指频移量，及正向通路f(n)＝δ(n-d)。
图3示出了根据本发明的具有梯度校正的声反馈抵消系统实施例的框图。
图4示出了来自助听器系统的示例性真实反馈通路(脉冲响应)h(n)。
图5示出了在具有10Hz频移的声反馈抵消系统中的有偏系数估计(虚线)及当使用梯度校正时明显减小的偏差(虚点线)。
图6示出了没有及具有根据本发明的梯度校正的输出信号的两个例子。
图7示出了校正系数值跟随输入信号。
图8A示出了根据本发明的听力装置的实施例，及图8B示出了根据本发明的反馈增强单元(FBE)的实施例，而图8C和图8D分别示出了根据本发明的增强单元实施例的校正单元(CORU)的第一和第二实施例，该校正单元适于经指示残留偏差的控制信号bictr影响反馈通路(FBP)的估计量fbp。
通过下面给出的详细描述，本发明进一步的适用范围将显而易见。然而，应当理解，在详细描述和具体例子表明本发明优选实施例的同时，它们仅为说明目的给出。对于本领域技术人员来说，基于下面的详细描述，本发明的其它实施方式将显而易见。
具体实施方式
下面结合附图提出的具体描述用作多种不同配置的描述。具体描述包括用于提供多个不同概念的彻底理解的具体细节。然而，对本领域技术人员显而易见的是，这些概念可在没有这些具体细节的情形下实施。装置和方法的几个方面通过多个不同的块、功能单元、模块、元件、电路、步骤、处理、算法等(统称为“元素”)进行描述。根据特定应用、设计限制或其他原因，这些元素可使用电子硬件、计算机程序或其任何组合实施。
电子硬件可包括微处理器、微控制器、数字信号处理器(DSP)、现场可编程门阵列(FPGA)、可编程逻辑器件(PLD)、选通逻辑、分立硬件电路、及配置成执行本说明书中描述的多个不同功能的其它适当硬件。计算机程序应广义地解释为指令、指令集、代码、代码段、程序代码、程序、子程序、软件模块、应用、软件应用、软件包、例程、子例程、对象、可执行、执行线程、程序、函数等，无论是称为软件、固件、中间件、微码、硬件描述语言还是其他名称。
在下面，列向量使用粗体字母强调，转置通过上标T指出。
图1示出了具有频移(FS)的现有技术声反馈抵消系统(AFC)。
图1示出了使用自适应滤波器
Figure BDA0001116582930000131
对真实声反馈通路脉冲响应h(n)进行建模的现有技术声反馈抵消(AFC)系统，其中n为时间指数。系统的输入信号用x(n)标记，其中传声器信号y(n)为x(n)和反馈信号v(n)的混合。反馈抵消信号
Figure BDA0001116582930000132
被从y(n)减去以产生反馈补偿的信号e(n)。使用了非必需的频移(FS)系统，其输出信号ef(n)被正向信号通路f(n)修改以提供扬声器信号u(n)。对于理想的抵消
Figure BDA0001116582930000133
得到e(n)＝x(n)。
如图1中所示，AFC系统中的自适应滤波器通常对信号e(n)和u(n)起作用，通过简单地假定f(n)＝1，其可视为频移的输入和输出。在x(n)为白噪声的情形下，e(n)和u(n)之间的相关仅因反馈通路h(n)导致，表明自适应滤波器的无偏估计是可能的，即
Figure BDA0001116582930000134
另一方面，当x(n)为音调信号如纯音时，e(n)和u(n)总是高度相关，自适应滤波器估计将有偏差，即
Figure BDA0001116582930000135
其中rxu指x(n)和u(n)之间的相关。当使用频移时，偏差贡献度rxu(在本申请中通常称为残留偏差)大大减小，可获得几乎无偏的估计量
Figure BDA0001116582930000136
然而，本申请的发明人对在AFC系统中使用频移的实际体验表明，当输入信号x(n)为音调如纯音或长笛信号时，估计量
Figure BDA0001116582930000141
仍很大程度上遭受周期性时变的(残留)偏差。这表明即使使用频移，在x(n)和u(n)之间仍有随信号而变的残留相关。
图2示出了频移的细节图，其中ω’指频移量，及正向通路f(n)＝δ(n-d)。
图2示出了实现为单边带调制的频移系统，及正向通路f(n)通过d个样本的延迟简单地建模为f(n)＝δ(n-d)。在下面，当频移的输入即信号e(n)为由下式给出的具有一致振幅的纯音时，我们表示信号eh(n),es(n),ec(n),ef(n)和u(n)。
e(n)＝cos(ωn+φ) (1)
φ为相位，角频率ω＝2π(f/fs)，其中f为频率，fs为按Hz计的采样速率。
在图2中的希尔伯特变换滤波器之后，信号eh(n)则为：
eh(n)＝cos(ωn+φ–π/2) (2)
在调制-sin(ω′n)(在图2的单元“x”中)之后的信号es(n)由下式表示：
es(n)＝1/2cos((ω+ω’)n+φ)–1/2cos((ω-ω’)n+φ) (3)
其中ω′指调制频率，即ω′＝2π(f′/fs)；f′指按Hz计的频移量。
在调制cos(ω′n)(在图2的单元“x”中)之后的信号ec(n)由下式表示：
ec(n)＝1/2cos((ω+ω’)n+φ)+1/2cos((ω-ω’)n+φ) (4)
频移后的信号ef(n)＝es(n)+ec(n)(在图2的求和单元“+”之后)由下式给出：
ef(n)＝cos((ω+ω’)n+φ) (5)
当将正向通路简单地建模为f(n)＝δ(n-d)时(图2中的单元“z-d”)，得到：
u(n)＝ef(n-d) (6)
众所周知，由于x(n)和u(n)之间的非零相关rxu，在AFC系统中可出现h(n)的有偏估计，即
Figure BDA0001116582930000142
在下面，我们分析在AFC系统中应用频移时的相关函数x(n)u(n)。
在该分析中，反馈信号v(n)和
Figure BDA0001116582930000151
被忽略，因为它们对有偏估计没有影响。因此，当在h(n)的自适应估计中使E[e2(n)]最小化时，相关函数x(n)u(n)等于梯度g(n)＝e(n)ef(n-d)。此外，我们认为当x(n)为纯音时的极端情形能清楚地证明频移对x(n)u(n)的影响。使用等式(1)和(5)，梯度g(n)＝e(n)ef(n-d)可表示为：
g(n)＝1/2[cos((2ω+ω’)n+2φ+θ1)+cos(ω’n+θ1)] (7)
其中θ1＝-(ω+ω’)d。
我们还确定局部梯度gs(n)＝e(n)es(n-d)和gc(n)＝e(n)ec(n-d)，因为它们使进一步的分析更直接。使用等式(1)、(3)和(4)，得到：
gs(n)＝(1/4)[cos((2ω+ω’)n+2φ+θ1)+cos(ω’n+θ1)-cos((2ω-ω’)n+2φ+θ2)-cos(ω’n–θ2)] (8)
gc(n)＝(1/4)[cos((2ω+ω’)n+2φ+θ1)+cos(ω’n+θ1)+cos((2ω-ω’)n+2φ+θ2)+cos(ω’n–θ2)] (9)
其中θ2＝-(ω-ω’)d。
应注意，等式(7)-(9)中的所有梯度均具有两个部分，具有频率2ω±ω′的快速时变部分及遵循调制频率ω′的慢速时变部分。
估计h(n)的自适应算法具有低通作用，从而梯度的快速时变部分通常对声反馈通路脉冲响应估计量
Figure BDA0001116582930000152
没有影响，因为在音频系统中输入信号频率通常从几百到几千Hz。
另一方面，慢速时变部分通常具有低得多的频率如10-20Hz，从而它们在h(n)的自适应估计中导致周期性偏差，尽管相较于没有频移的自适应估计处于低得多的程度。更具体地，等式(7)-(9)中的梯度的慢速时变部分可进一步由下述等式表示：
λ(n)＝1/2cos(ω’n+θ1)＝1/2cos(ω’(n–d)-ωd) (10)
λs(n)＝(1/4)cos(ω’n+θ1)-(1/4)cos(ω’n–θ2)＝1/2sin(ωd)sin(ω’(n–d)) (11)
λc(n)＝(1/4)cos(ω’n+θ1)+(1/4)cos(ω’n–θ2)＝1/2cos(ωd)cos(ω’(n–d)) (12)
在下面，我们讨论从等式(10)-(12)怎样降低对反馈通路估计量
Figure BDA0001116582930000153
的影响。原则上，可使用更大量的频移使得等式(10)-(12)中的周期性函数具有更高的调制频率ω′从而对具有平均效应的自适应估计具有较少影响。类似地，在自适应估计中可使用更小的步长以增加其平均效应，这将减少来自周期性(残留)偏差的影响。然而，更大量的频移使声音质量降级，而更小的步长降低AFC系统中的收敛和跟踪能力，二者均已被避免。因此，需要更复杂的方法来处理周期性(残留)偏差。
我们发现，等式(10)-(12)中的λ(n),λs(n)和λc(n)仅为几个参数的函数，即调制频率ω′、时延d和输入信号频率ω。与ω′和d相比，从音频系统角度，输入信号频率ω是未知的。这意味着等式(10)的相位-ωd、等式(11)和(12)的振幅部分sin(ωd)和cos(ωd)均未知。因此，由于未知和时变的输入信号频率ω，等式(10)-(12)用于估计有点困难。然而，在对等式(7)中的g(n)进行直接校正的情形下，需要估计等式(10)中的λ(n)的相位-ωd；当对等式(8)和(9)中的gs(n)和gc(n)进行间接校正时，需要估计等式(11)和(12)中的振幅sin(ωd)和cos(ωd)。
此外，当x(n)为具有多个频率的复合信号时，每一频率ω贡献的慢速时变部分遵循等式(11)-(12)。它们具有不同的振幅sin(ωd)和cos(ωd)，但具有同样的调制频率ω′和相位-ω′d。更有趣的是，振幅的和Σωsin(ωd)及Σωcos(ωd)随着频率数量的增加而接近零。换言之，多个频率贡献的慢速时变部分彼此抵消。这解释了为什么在具有音调输入信号x(n)时我们在中主要体验到周期性(残留)偏差的原因。
在下面，描述了从
Figure BDA0001116582930000161
去除周期性(残留)偏差的校正方法的实施例。在该实施例中，对于L-1阶的自适应滤波器
Figure BDA0001116582930000162
校正方法使用简单的NLMS更新算法。
图3示出了根据本发明的具有梯度校正的声反馈抵消系统实施例的框图。
图3示出了使用校正系数
Figure BDA0001116582930000163
和
Figure BDA0001116582930000164
的、具有校正的梯度
Figure BDA0001116582930000165
的h(n)估计设置。想法是将慢速时变估计量Λest,s(n)和Λest,c(n)分别从局部梯度gs(n)和gc(n)减去以防止在
Figure BDA0001116582930000166
中出现(残留)偏差。正向通路f(n)再次通过δ(n-d)简单地建模。
在下面，结合图3描述校正设置。局部频移的信号em(n)被延迟d个样本并缓冲到局部参考向量um(n)＝[um(n),...,um(n-L+1)]T内，即：
um(n)＝[em(n-d),...,em(n-d-L+1)]T (13)
其中m表示s或c。
局部梯度gm(n)由下式给出：
gm(n)＝e(n)um(n) (14)
参考校正信号rm(n)＝[rm(n),...,rm(n-L+1)]T为：
rs(n)＝1/2[sin(ω’(n-d),…,sin(ω’(n-d-L+1))]T (15)
rc(n)＝1/2[cos(ω’(n-d),…,cos(ω’(n-d-L+1))]T (16)
因此，等式(15)和(16)包含等式(11)和(12)的已知部分，其与输入信号x(n)无关。另一方面，L-1阶的校正系数估计量
Figure BDA0001116582930000171
应理想地包含等式(11)和(12)中的未知振幅部分，即：
Figure BDA0001116582930000172
Figure BDA0001116582930000173
在下面的等式中，表明了怎样估计等式(17)和(18)中的系数
Figure BDA00011165829300001719
此外，慢速时变部分的估计量Λest,m(n)＝[λest,m 0(n),…,λest,m L-1(n)]T及第i个元素为：
Figure BDA0001116582930000174
校正的局部梯度
Figure BDA0001116582930000175
计算为：
Figure BDA0001116582930000176
校正系数
Figure BDA0001116582930000177
使用简单的LMS/NLMS算法自适应估计。第i个元素
Figure BDA0001116582930000178
按使
Figure BDA0001116582930000179
最小化的要求进行更新，即
Figure BDA00011165829300001710
中的第i个元素的均方误差：
Figure BDA00011165829300001711
其中μc为控制自适应速率的NLMS算法的步长参数。
最后，
Figure BDA00011165829300001712
的NLMS更新通过使用校正的梯度
Figure BDA00011165829300001713
进行，μ和δ为NLMS算法的步长和正则化参数：
Figure BDA00011165829300001714
两个另外的校正系数
Figure BDA00011165829300001715
和
Figure BDA00011165829300001716
用于校正每一梯度元素
Figure BDA00011165829300001717
Figure BDA00011165829300001718
等式(21)中的另外的自适应估计基于等式(15)和(16)中的参考校正信号rm(n)。它们通过具有调制频率ω′和时延d的已知基本正弦和余弦函数定义。因此，rm(n)与输入信号x(n)无关，这是非常合乎需要的性质。
理想地，校正的梯度
Figure BDA0001116582930000181
不包含等式(10)-(12)中的慢速时变函数，及等式(22)中的估计不受周期性(残留)偏差影响。如果x(n)为具有频率ω的纯音信号，梯度gm(n)包含等式(8)和(9)中所示的频率分量2ω±ω′和ω′，但只有低频分量ω′对估计量
Figure BDA0001116582930000182
有影响，其将为等式(17)和(18)中列出的项，即等式(11)和(12)中的未知振幅部分。
此外，当x(n)为音调时，校正系数将仅去除等式(11)-(12)中的慢速时变函数，当x(n)与u(n)不相关时，它们对估计量
Figure BDA0001116582930000183
没有影响。换言之，如果x(n)为白噪声信号，在x(n)和u(n)之间没有相关，估计量
Figure BDA0001116582930000184
这将从下面的仿真结果明显看出，其证明了上面提出的梯度校正方法可高度减小
Figure BDA0001116582930000185
中的残留偏差，这具有使正向通路f(n)中的放大更大的优点。
时延d＝120个样本及40dB的增益用于正向通路f(n)的建模。选择20kHz的采样速率及f′＝10Hz的频移，使得ω′＝π/1000(用采样频率归一化)。此外，在
Figure BDA0001116582930000186
和
Figure BDA0001116582930000187
的自适应估计中使用μc＝2-8,μ＝2-6,δ＝2-14及L＝64。此外，使用测得的助听器反馈通路h(n)，如图4中所示。
图4示出了来自助听器系统的示例性真实反馈通路(脉冲响应)h(n)。
选择三个不同的输入信号x(n)，每一个将为2s白噪声和6s的2、3或4Hz的纯音信号的拼接。使用不同的纯音来表明
Figure BDA0001116582930000188
的值依赖于输入信号频率ω及我们能够估计它们。使用白噪声信号来表明当输入信号x(n)不是音调时梯度校正方法是透明的，即
Figure BDA0001116582930000189
图5示出了在具有10Hz频移的声反馈抵消系统中的有偏系数估计(虚线)及当使用梯度校正时明显减小的(残留)偏差(虚点线)。
图5示出了当x(n)为2kHz音时的反馈通路系数示例(在图4中，抽头i＝19)，我们观察到，真实系数h＝5.26×10-4，而没有校正的估计量
Figure BDA00011165829300001810
Figure BDA00011165829300001811
很大程度上遭受10Hz的周期性(残留)偏差，从而
Figure BDA00011165829300001812
的相对偏差高达126.8％。另一方面，尽管在使用梯度校正时仍有小的剩余周期性(残留)偏差，其中
Figure BDA00011165829300001813
相对偏差大幅降低到小于。
图6示出了没有及具有根据本发明的梯度校正的两个输出信号例子。
图6示出了没有及具有梯度校正时的输出信号u(n)。在白噪声部分，
Figure BDA0001116582930000191
收敛及观察不到引人注目的东西。然而，在没有梯度校正的情形下，在纯音部分有明显的10Hz调制。此外，当应用梯度校正时，有约1.5秒的磨合时间段，其后10Hz的调制被从纯音信号去除。磨合时间段与校正系数
Figure BDA0001116582930000192
的收敛有关。在磨合时间段的持续时间(收敛)和校正系数的准确度(稳态)之间有折中。通常，较短的持续时间导致不太准确的校正系数，反之亦然。这是使用另外的自适应滤波器估计校正系数的结果。
图7示出了校正系数值(量值，空的单位括弧[]指明的数值，对时间[s])跟随输入信号。当输入信号为白噪声时，校正系数将没有影响，因为它们为零，如曲线的时间＝0和时间＝2s之间的第一(左手)部分所示。在另一极端情形下，对于纯音，校正系数将为非零，及所述值依赖于输入信号频率，如针对纯音频率2kHz,3kHz和4kHz所示，参见曲线的时间＝2s和时间＝8s之间的第二(右手)部分。如图7中所示，在从白噪声为主的输入信号过渡到包括纯音的输入信号之后，曲线有初始的渐近瞬间过程(参见曲线在时间＝2s和时间～3.5s之间的过程)。在示例性图示中，从白噪声到纯音输入信号，校正值的量值在0和约3(4kHz曲线)或者-3(2kHz曲线)之间变化。
图7示出了对于所有三个纯音信号(2kHz,3kHz和4kHz)的校正系数
Figure BDA0001116582930000193
如所预期的，在白噪声部分期间，获得
Figure BDA0001116582930000194
对于2,3和4kHz的纯音，
Figure BDA0001116582930000195
的稳态估计量不同，有约1.5s的收敛时间段，这说明了图6中的磨合时间段。
图8A示出了根据本发明的听力装置的实施例。图8A示出了包括正向通路的听力装置HD如助听器，其包括：a)用于将输入声音转换为表示声音的电输入信号IN的输入变换器IT；b)用于将处理后的电输出信号RES转换为输出声音的输出变换器OT；c)在工作时连接到输入和输出变换器并配置成将正向增益应用于电输入信号IN或源自其的信号的信号处理单元SPU；及d)用于使处理后的电输出信号RES和电输入信号IN去相关的频移单元FS。该听力装置HD还包括：反馈抵消系统FBC，用于降低因从输出变换器OT到输入变换器IT的外部反馈通路FBP的声或机械反馈引起啸声的风险。反馈抵消系统包括：包括第一自适应滤波器(参见图8B的算法、滤波器)的反馈估计单元FBE，用于提供外部反馈通路的估计量fbp；及位于正向通路中的组合单元“+”。反馈估计单元FBE提供所得的反馈估计信号fbp，其在组合单元“+”中与电输入信号IN或源自其的信号组合以提供反馈校正的信号err。如图8B中所示，反馈估计单元FBE包括第一自适应滤波器(算法、滤波器)，其基于指明残留偏差的反馈校正的误差信号err、处理后的输出信号RES和控制信号bictr提供外部反馈通路FBP的估计量。反馈估计单元FBE还包括校正单元CORU，用于通过在反馈估计中考虑(减小)因频移单元FS引入的频移ω’引起的残留偏差而影响反馈通路FBP的估计量fbp。校正单元CORU从频移单元FS接收指明频移ω’的信号fsh。在其基础上，及在正向通路的指明外部信号的频率含量的信号基础上(例如如图8B中所示，反馈校正的信号err)，校正单元CORU适于根据电输入信号IN或反馈校正的信号err的一个或多个主频ωp使反馈通路估计量中的残留偏差最小化。在实施例中，校正单元CORU并可频率分析单元FAU，配置成确定输入信号IN(或源自其的信号如err)的至少一主频。在实施例中，频率分析单元FAU适于确定电输入信号IN(或源自其的信号)的两个以上(ND个)主频(如ND个最主要的频率)。优选地，校正单元CORU包括一个或多个(如第二和第三)自适应滤波器(除图8中提供外部反馈通路FBP的估计量fbp的(第一)自适应滤波器之外)。对于其实施例，参见图3。
图8C和图8D分别示出了根据本发明的增强单元实施例的校正单元(CORU)的第一和第二实施例，该校正单元适于经指示残留偏差的控制信号bictr影响反馈通路(FBP)的估计量fbp。
图8C示出了频率分析单元FAU对误差信号err(或正向通路的另一信号如电输入信号IN)的主频ωp的估计。估计的主频ωp(p＝1,2,…,ND，其中ND为主频的数量，例如具有高于某一阈值LD,th的水平)及指明频移ω’的控制信号fsh(来自频移单元FS)用于在控制模块Ctrl中产生偏差控制信号bictr。
图8D示出了校正单元CORU的另一实施例。控制单元Ctr配置成从误差信号err自适应确定偏差控制信号bictr。在实施例中，控制单元包括一个或多个另外的自适应滤波器以产生偏差控制信号bictr。其实施例如图3中所示。
总之，本发明表明在声反馈抵消系统中，当使用小量频移如10-20Hz时，自适应滤波器遭受残留偏差。该(残留)偏差为周期性的偏差，其频率等于频移量。根据本发明，提出了从梯度去除对自适应滤波器估计的残留偏差影响的校正方法。仿真结果已证明，对于大多数临界纯音信号，该方法可将示例性自适应滤波器系数的相对偏差优选地从126％以上降低到8％以下。上述根据本发明的听力装置的示例性实施例(如反馈抵消系统)可在时域实施，但也可在时-频域实施，或者部分在时域及部分在时-频域实施。具体地，参考上面的等式号，等式(10)明确列出了对于特定输入信号频率ω，因引入频移而在反馈通路中导致的残留偏差。为方便起见，我们将等式(10)分为(11)和(12)作为部分残留偏差，即将等式(11)和(12)相加得到(10)。等式(11)和(12)的部分已知，即由等式(15)和(16)给出，我们估计等式(17)和(18)中给出的未知部分，参见图3中的中间部分(包括两个自适应滤波器接收输入信号rs(n)和rc(n))。
当由对应的过程适当代替时，上面描述的、“具体实施方式”中详细描述的及权利要求中限定的装置的结构特征可与本发明方法的实施结合。
除非明确指出，在此所用的单数形式“一”、“该”的含义均包括复数形式(即具有“至少一”的意思)。应当进一步理解，说明书中使用的术语“具有”、“包括”和/或“包含”表明存在所述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件，但不排除存在或增加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其组合。应当理解，除非明确指出，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，可以是直接连接或耦合到其他元件，也可以存在中间插入元件。如在此所用的术语“和/或”包括一个或多个列举的相关项目的任何及所有组合。除非明确指出，在此公开的任何方法的步骤不必限于在此公开的顺序。
应意识到，本说明书中提及“一实施例”或“实施例”或“方面”或者“可”包括的特征意为结合该实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一实施方式中。此外，特定特征、结构或特性可在本发明的一个或多个实施方式中适当组合。提供前面的描述是为了使本领域技术人员能够实施在此描述的各个方面。各种修改对本领域技术人员将显而易见，及在此定义的一般原理可应用于其他方面。
权利要求不限于在此所示的各个方面，而是包含与权利要求语言一致的全部范围，其中除非明确指出，以单数形式提及的元件不意指“一个及只有一个”，而是指“一个或多个”。除非明确指出，术语“一些”指一个或多个。
因而，本发明的范围应依据权利要求进行判断。
参考文献
·US3257510A(INDUSTRIAL RESEARCH PRODUCTS,INC)21.06.1966
·[Schaub；2008]Arthur Schaub,Digital hearing Aids,ThiemeMedical.Pub.,2008.
·[Haykin,1996]Simon Haykin,Adaptive Filter Theory,Prentice Hall,3rdedition,1996,ISBN 0-13-322760-X.

Claims (12)

1.一种听力装置，包括：
-用于将输入声音转换为表示声音的电输入信号的输入变换器；
-用于将处理后的电输出信号转换为输出声音或机械振动的输出变换器；
-在工作时连接到输入和输出变换器并配置成将正向增益应用于电输入信号或源自其的信号的信号处理单元；及
-用于使处理后的电输出信号和电输入信号去相关的频移单元；
所述输入变换器、信号处理单元、频移单元和输出变换器形成听力装置的正向通路的一部分；所述听力装置还包括：
-反馈抵消系统，用于降低因从输出变换器到输入变换器的外部反馈通路的声或机械反馈引起啸声的风险，所述反馈抵消系统包括：
--反馈估计单元，包括
---用于提供外部反馈通路的估计量的第一自适应滤波器；及
--位于正向通路中的组合单元；
其中反馈估计单元提供所得的反馈估计信号，其在组合单元中与电输入信号或源自其的信号组合以提供反馈校正的信号；其中
--所述反馈估计单元还包括：
---校正单元，用于通过减小因频移单元在反馈通路估计量中引入的残留偏差而补偿反馈通路估计量，其中所述残留偏差在真实反馈通路h(n)的自适应估计中使E[e2(n)]最小化时通过梯度g(n)＝e(n)ef(n-d)逼近，其中E[·]为统计预期算子，e(n)为误差信号，ef(n)为在所述误差信号通过频移Δf＝f’进行调制时得到的调制后的误差信号，f’为按Hz计的频移量，及参数d表示d个样本的延迟，及n为时间指数。
2.根据权利要求1所述的听力装置，其中所述校正单元配置成估计所述反馈通路估计量中因频移单元引入的频移引起的残留偏差及配置成补偿自适应滤波器提供的反馈估计量以提供合成反馈估计量。
3.根据权利要求1所述的听力装置，其中所述校正单元包括第二自适应滤波器。
4.根据权利要求1所述的听力装置，其中所述校正单元包括频率分析单元，配置成确定输入信号的至少一主频，及其中所述校正单元配置成根据电输入信号的一个或多个主频校正反馈通路估计量。
5.根据权利要求1所述的听力装置，配置成在第一和第二模式下运行，其中用于校正反馈通路估计量的校正单元分别启用和禁用。
6.根据权利要求1所述的听力装置，其中残留偏差通过x(n)和u(n)之间的相关rxu表示，其中x(n)为输入信号，及u(n)为扬声器信号，及n为时间指数。
7.根据权利要求1所述的听力装置，其中所述残留偏差rxu通过梯度g(n)的相对慢速时变部分λ(n)逼近，其中所述慢速时变部分遵循调制频率ω′，其中ω′＝2πf’，f’指按Hz计的频移量，及n为时间指数。
8.根据权利要求1所述的听力装置，包括助听器、耳机、耳朵保护装置或其组合。
9.听力装置的运行方法，所述听力装置包括：用于将输入声音转换为表示声音的电输入信号的输入变换器；用于将处理后的电输出信号转换为输出声音的输出变换器；在工作时连接到输入和输出变换器并配置成将正向增益应用于电输入信号或源自其的信号的信号处理单元；及用于使处理后的电输出信号和电输入信号去相关的频移单元；输入变换器、信号处理单元、频移单元和输出变换器形成听力装置的正向通路的一部分；所述听力装置还包括：反馈抵消系统，用于降低因从输出变换器到输入变换器的外部反馈通路的声或机械反馈引起啸声的风险；所述反馈抵消系统包括：1)包括第一自适应滤波器的反馈估计单元，用于提供外部反馈通路的估计量；及2)位于正向通路中的组合单元；其中反馈估计单元提供所得的反馈估计信号，其在组合单元中与电输入信号或源自其的信号组合以提供反馈校正的信号；所述方法包括：
通过减小反馈通路估计量中的残留偏差而补偿反馈通路估计量，所述残留偏差源自频移单元引入的频移，其中所述残留偏差在真实反馈通路h(n)的自适应估计中使E[e2(n)]最小化时通过梯度g(n)＝e(n)ef(n-d)逼近，其中E[·]为统计预期算子，e(n)为误差信号，ef(n)为在所述误差信号通过频移Δf＝f’进行调制时得到的调制后的误差信号，f’为按Hz计的频移量，及参数d表示d个样本的延迟，及n为时间指数。
10.根据权利要求9所述的方法，包括估计反馈通路估计量中因频移单元引入的频移引起的残留偏差。
11.根据权利要求10所述的方法，包括根据电输入信号的一个或多个主频校正反馈通路估计量。
12.根据权利要求9所述的方法，包括根据残留偏差自适应校正反馈通路估计量。
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