CN106849108B - 一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法 - Google Patents

一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法 Download PDF

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Abstract

一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法：将交流微电网的结构，应用叠加原理构成T型等效电路，其中的交流电源是经过二阶低通滤波器处理后的理想交流电源，根据T型等效电路建立交流微电网数学模型；将交流滤波电容两端电压的控制问题，转换成H∞跟踪问题；根据H∞跟踪问题，借助MATLAB进行编程，设计H∞控制器；根据H∞控制器，把理想交流电源电压、交流滤波电容两端电压和交流滤波电容两端等效电压送入H∞控制器，得到控制信号，将控制信号送入换流器触发驱动电路，利用换流器触发驱动电路输出的脉冲信号对换流器进行触发控制，从而完成整个控制过程。本发明实现了在不同扰动下的微网电压快速控制，使微网系统鲁棒性能得以提高、总体运行性能达到更优。

Description

一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法
技术领域
本发明涉及一种微网电压跟踪控制方法。特别是涉及一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法。
背景技术
微网是一种将分布式电源、负荷、储能装置、保护措施有机整合的中低压发配电系统，既可以与大电网连接运行，也可以处于孤岛运行模式，它的出现大大提高了分布式电源并网的灵活性、可靠性、稳定性，为提高供电可靠性和电能质量的要求提供了技术支撑。它还可以满足本地不同种类负荷的一般的或特定的电能质量要求，为负荷提供用户电力技术。当微网处于孤岛运行模式时，由于缺少大电网的电压支撑，在出现不同类型的扰动时，如何快速控制电压稳定，满足所带负荷对供电可靠性和电能质量的要求显得尤为重要。
目前，针对电力系统中电压的稳定控制，多采用下垂控制方法，但由于在微网中难以满足线路电抗远大于线路电阻这一条件(即X》R)，使得传统下垂控制在控制电压稳定的同时难以保证无功功率的精确分配。同时，传统的下垂控制未考虑模型的不确定性，参数摄动等对控制器的影响，所设计的控制器鲁棒性有所欠缺。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是，提供一种能够实现在不同扰动下微网电压稳定控制的多扰动下的微网电压跟踪控制方法。
本发明所采用的技术方案是：一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法，包括如下步骤：
1)将交流微电网的结构，应用叠加原理构成T型等效电路，T型等效电路中的交流电源是经过二阶低通滤波器处理后的理想交流电源，根据T型等效电路建立交流微电网数学模型；
2)将交流滤波电容两端电压uc的控制问题，转换成H∞跟踪问题，是根据步骤1)所建立的交流微电网数学模型，选择输入信号、被控输出信号、控制信号、量测输出信号，得到广义被控对象的状态空间表达式；
3)根据H∞跟踪问题，借助MATLAB进行编程，设计H∞控制器；
4)根据H∞控制器，把理想交流电源电压us、交流滤波电容两端电压uc和交流滤波电容两端等效电压u'c送入H∞控制器，得到控制信号，将控制信号送入换流器触发驱动电路，利用换流器触发驱动电路输出的脉冲信号对换流器进行触发控制，从而完成整个控制过程。
步骤1)中所述的建立交流微电网数学模型，包括：
(1)以理想交流电源为单独电压源的数学模型
y＝[0 0 1][x1 x2 x3]T
x1＝is，x2＝ie，x3＝uc，u＝us，y＝uc
is为流过靠近交流理想电源一侧的电感电流
ie为流过靠近换流器一侧的电感电流
uc为交流滤波电容两端电压
us为理想交流电源电压
Rs为靠近交流理想电源一侧的电阻
Ls为靠近交流理想电源一侧的电感
Re为靠近换流器一侧的电阻
Le为靠近换流器一侧的电感
C为交流滤波电容；
(2)以换流器等效电源为单独电压源的数学模型
y＝[0 0 1][x1 x2 x3]T
x1＝is，x2＝ie，x3＝uc，u＝ue，y＝uc
ue为换流器等效电源两端的电压；
(3)二阶理想低通滤波器的数学模型为用于去除交流电源中的高次谐波和噪声信号，交流电源电压u′s经过二阶理想低通滤波器后变为理想交流电源电压us
W为二阶理想低通滤波器
k为低通滤波器通带增益
T为低通滤波器周期
ξ为低通滤波器阻尼系数
s为拉普拉斯算子
u′s为交流电源电压。
步骤2)中所述的输入信号为理想交流电源电压us，被控输出信号为理想交流电源电压us与交流滤波电容两端电压uc之差，所述的控制信号为换流器等效电源两端的电压ue，所述的量测输出信号为交流滤波电容两端电压uc，所述的广义被控对象的状态空间表达式为：
其中
k为低通滤波器通带增益
T为低通滤波器周期
ξ为低通滤波器阻尼系数
为状态向量
x为状态变量
z为被控输出信号
y为量测输出信号
u为控制信号
w为输入信号
ρ为常数
I为单位矩阵。
步骤3)所述的H∞控制器K∞是由H∞第一控制器C1和H∞第二控制器C2组成，H∞第一控制器C1的输入是理想交流电源电压us；H∞第二控制器C2的输入是交流滤波电容两端电压uc和交流滤波电容两端等效电压u'c；交流滤波电容两端等效电压u'c是由理想交流电源电压us经过前馈系统F作用得到；前馈系统F中，交流滤波电容两端等效电压u'c与理想交流电源电压us之差经过靠近交流理想电源一侧的电阻Rs和靠近交流理想电源一侧的电感Ls得到流过靠近交流理想电源一侧的电感等效电流i′s，流过靠近换流器一侧的电感等效电流i′e减去流过靠近交流理想电源一侧的电感等效电流i′s后得到流过交流滤波电容的等效电流i′c，流过交流滤波电容的等效电流i′c经过交流滤波电容后得到交流滤波电容两端等效电压u'c；H∞第一控制器C1和H∞第二控制器C2的输出信号叠加后做为换流控制器KPWM的输入，换流控制器KPWM的输出为换流器等效电源两端的电压ue；换流器等效电源两端的电压ue加上交流滤波电容两端等效电压u'c和直流储能区对交流微网干扰等效电压再减去交流滤波电容两端电压uc之后的信号，做为实际被控对象P的输入信号，对实际被控对象P进行控制。
所述的实际被控对象P是根据步骤1)中所述的以换流器等效电源为单独电压源的数学模型获得，实际被控对象P中的ic为流过交流滤波电容的电流。
本发明的一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法，实现了在不同扰动下的微网电压快速控制，同时满足了微网系统对电能质量指标的高要求，使微网系统鲁棒性能得以提高、总体运行性能达到更优。对于孤岛运行的交流微网，当出现不同类型的扰动时，根据本发明的控制方法，可以快速控制交流微网的电压，在出现参数摄动时，也能满足了微网系统对电能质量指标的高要求，使微网系统鲁棒性能得以提高、总体运行性能达到更优。
附图说明
图1是微网拓扑图；
图2是以理想交流电源电压us为单独电压源的等值电路原理图；
图3是以换流器等效电源两端的电压ue为单独电压源的等值电路原理图；
图4是H∞电压控制框图；
图5是直流侧电压跌落50V时交流侧电压波形图；
图6是增大100KW负荷时的交流侧电压波形图；
图7是采用PI控制时元件参数摄动前交流电压谐波情况示意图；
图8是采用PI控制时元件参数摄动后交流电压谐波情况示意图；
图9是采用H∞控制时元件参数摄动前交流电压谐波情况示意图；
图10是采用H∞控制时元件参数摄动后交流电压谐波情况示意图。
具体实施方式
下面结合实施例和附图对本发明的一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法做出详细说明。
本发明的一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法，包括如下步骤：
1)将如图1所示的交流微电网的结构，应用叠加原理构成如图2和图3所示T型等效电路，分别以理想交流电源us和换流器两端电压ue为独立电压源作用的电路，即T型等效电路中的交流电源是经过二阶低通滤波器处理后的理想交流电源，根据T型等效电路建立交流微电网数学模型；
所述的建立交流微电网数学模型，包括：
(1)以理想交流电源为单独电压源的数学模型
y＝[0 0 1][x1 x2 x3]T
x1＝is，x2＝ie，x3＝uc，u＝us，y＝uc
is为流过靠近交流理想电源一侧的电感电流
ie为流过靠近换流器一侧的电感电流
uc为交流滤波电容两端电压
us为理想交流电源电压
Rs为靠近交流理想电源一侧的电阻
Ls为靠近交流理想电源一侧的电感
Re为靠近换流器一侧的电阻
Le为靠近换流器一侧的电感
C为交流滤波电容；
(2)以换流器等效电源为单独电压源的数学模型
y＝[0 0 1][x1 x2 x3]T
x1＝is，x2＝ie，x3＝uc，u＝ue，y＝uc
ue为换流器等效电源两端的电压。
(3)二阶理想低通滤波器的数学模型为用于去除交流电源中的高次谐波和噪声信号，交流电源电压u′s经过二阶理想低通滤波器后变为理想交流电源电压us
W为二阶理想低通滤波器
k为低通滤波器通带增益
T为低通滤波器周期
ξ为低通滤波器阻尼系数
s为拉普拉斯算子
u′s为交流电源电压。
2)将交流滤波电容两端电压uc的控制问题，转换成H∞跟踪问题，是根据步骤1)所建立的交流微电网数学模型，选择输入信号、被控输出信号、控制信号、量测输出信号，得到广义被控对象的状态空间表达式；
所述的输入信号为理想交流电源电压us，被控输出信号为理想交流电源电压us与交流滤波电容两端电压uc之差，所述的控制信号为换流器等效电源两端的电压ue，所述的量测输出信号为交流滤波电容两端电压uc，所述的广义被控对象的状态空间表达式为：
其中
k为低通滤波器通带增益
T为低通滤波器周期
ξ为低通滤波器阻尼系数
为状态向量
x为状态变量
z为被控输出信号
y为量测输出信号
u为控制信号
w为输入信号
ρ为常数
I为单位矩阵。
3)根据H∞跟踪问题，借助MATLAB进行编程，设计H∞控制器；
如图4所示，所述的H∞控制器K∞是由H∞第一控制器C1和H∞第二控制器C2组成，H∞第一控制器C1的输入是理想交流电源电压us；H∞第二控制器C2的输入是交流滤波电容两端电压uc和交流滤波电容两端等效电压u'c；交流滤波电容两端等效电压u'c是由理想交流电源电压us经过前馈系统F作用得到；前馈系统F中，交流滤波电容两端等效电压u'c与理想交流电源电压us之差经过靠近交流理想电源一侧的电阻Rs和靠近交流理想电源一侧的电感Ls得到流过靠近交流理想电源一侧的电感等效电流i′s，流过靠近换流器一侧的电感等效电流i'e减去流过靠近交流理想电源一侧的电感等效电流i′s后得到流过交流滤波电容的等效电流i′c，流过交流滤波电容的等效电流i′c经过交流滤波电容后得到交流滤波电容两端等效电压u'c；H∞第一控制器C1和H∞第二控制器C2的输出信号叠加后做为换流控制器KPWM的输入，换流控制器KPWM的输出为换流器等效电源两端的电压ue；换流器等效电源两端的电压ue加上交流滤波电容两端等效电压u'c和直流储能区对交流微网干扰等效电压再减去交流滤波电容两端电压uc之后的信号，做为实际被控对象P的输入信号，对实际被控对象P进行控制。所述的实际被控对象P是根据步骤1)中所述的以换流器等效电源为单独电压源的数学模型获得，实际被控对象P中的ic为流过交流滤波电容的电流。
4)根据H∞控制器，把理想交流电源电压us、交流滤波电容两端电压uc和交流滤波电容两端等效电压u'c送入H∞控制器，得到控制信号，将控制信号送入换流器触发驱动电路，利用换流器触发驱动电路输出的脉冲信号对换流器进行触发控制，从而完成整个控制过程。
下面给出实例：
所用仿真模型中，理想交流电源电压us为220V，直流区储能元件两端电压udc为800V，其余元件参数如表1所示。
表1.各元件参数
可计算得
其中
对于K1(s)：
[b5 b4 b3 b2 b1 b0]＝[0 -1.991×103 -1.065×106 -2.086×1010 8.498×10122.249×1015]
[a5 a4 a3 a2 a1 a0]＝[1 5.32×103 2.465×107 4.405×1010 4.313×10135.592×1015]
对于K2(s)：
[b5 b4 b3 b2 b1 b0]＝[0 -3,958×10-19 -2.988×10-15 -7.201×10-12 -2.913×10-8 -5.106×10-6]
[a5 a4 a3 a2 a1 a0]＝[1 5.32×103 2.465×107 4.405×1010 4.313×10135.592×1015]
1)微网稳定运行至0.6s时，直流侧电压由800V跌落至750V。即udc由800V跌落至750V。
由图5可以看出，采用H∞控制时，交流区电压出现3V的波动，0.1s之后恢复稳定。采用PI控制时，交流区电压出现6V的波动，经过0.2s后恢复至正常范围。H∞控制器维持电压稳定能力和收敛性能都明显优于PI控制器。
2)微网稳定运行至0.6s时，所带负荷增大100KW。
由图6所示，采用PI控制器时，电压出现了7.5V的波动并来回震荡，0.2s后恢复稳定。采用H∞控制器时，虽然电压也出现了7.5V的波动，但其收敛效果明显优于PI控制器，0.1s后即恢复稳定。H∞控制器收敛性能强于PI控制器。
3)微网元件参数发生30％的摄动。
图7和图8是采用PI控制时交流电压的谐波分析图。在元件参数摄动前，波形畸变率为0.75％；元件参数发生摄动后，波形畸变率变为1.85％，系统性能变差。图9和图10是采用H∞控制时交流电压的谐波分析图。元件参数摄动前，波形畸变率仅为0.49％，优于采用PI控制时的0.75％；元件参数摄动后，波形畸变率仅变为0.87％，明显小于PI控制时的1.85％。可以看出，采用H∞控制可提高系统的鲁棒性，改善电能质量。

Claims (5)

1.一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
1)将交流微电网的结构，应用叠加原理构成T型等效电路，T型等效电路中的交流电源是经过二阶低通滤波器处理后的理想交流电源，根据T型等效电路建立交流微电网数学模型；
2)将交流滤波电容两端电压uc的控制问题，转换成H∞跟踪问题，是根据步骤1)所建立的交流微电网数学模型，选择输入信号、被控输出信号、控制信号、量测输出信号，得到广义被控对象的状态空间表达式；
3)根据H∞跟踪问题，借助MATLAB进行编程，设计H∞控制器；
4)根据H∞控制器，把理想交流电源电压us、交流滤波电容两端电压uc和交流滤波电容两端等效电压u'c送入H∞控制器，得到控制信号，将控制信号送入换流器触发驱动电路，利用换流器触发驱动电路输出的脉冲信号对换流器进行触发控制，从而完成整个控制过程。
2.根据权利要求1所述的一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法，其特征在于，步骤1)中所述的建立交流微电网数学模型，包括：
(1)以理想交流电源为单独电压源的数学模型
y＝[0 0 1][x1 x2 x3]T
x1＝is，x2＝ie，x3＝uc，u′＝us，y＝uc
u'为交流电源电压
y为量测输出信号
为流过靠近交流理想电源一侧的电感电流的导数
为流过靠近换流器一侧的电感电流的导数
为交流滤波电容两端电压的导数
is为流过靠近交流理想电源一侧的电感电流
ie为流过靠近换流器一侧的电感电流
uc为交流滤波电容两端电压
us为理想交流电源电压
Rs为靠近交流理想电源一侧的电阻
Ls为靠近交流理想电源一侧的电感
Re为靠近换流器一侧的电阻
Le为靠近换流器一侧的电感
C为交流滤波电容；
(2)以换流器等效电源为单独电压源的数学模型
y＝[0 0 1][x1 x2 x3]T
x1＝is，x2＝ie，x3＝uc，u＝ue，y＝uc
u为控制信号
y为量测输出信号
ue为换流器等效电源两端的电压；
(3)二阶理想低通滤波器的数学模型为用于去除交流电源中的高次谐波和噪声信号，交流电源电压u′s经过二阶理想低通滤波器后变为理想交流电源电压us
k为低通滤波器通带增益
T为低通滤波器周期
ξ为低通滤波器阻尼系数
s为拉普拉斯算子
u′s为交流电源电压。
3.根据权利要求1所述的一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法，其特征在于，步骤2)中所述的输入信号为理想交流电源电压us，被控输出信号为理想交流电源电压us与交流滤波电容两端电压uc之差，所述的控制信号为换流器等效电源两端的电压ue，所述的量测输出信号为交流滤波电容两端电压uc，所述的广义被控对象的状态空间表达式为：
其中
Rs为靠近交流理想电源一侧的电阻
Ls为靠近交流理想电源一侧的电感
Re为靠近换流器一侧的电阻
Le为靠近换流器一侧的电感
k为低通滤波器通带增益
T为低通滤波器周期
ξ为低通滤波器阻尼系数
为状态向量
x为状态变量
z为被控输出信号
y为量测输出信号
u为控制信号
w为输入信号
ρ为常数
I为单位矩阵。
4.根据权利要求1所述的一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法，其特征在于，步骤3)所述的H∞控制器K∞是由H∞第一控制器C1和H∞第二控制器C2组成，H∞第一控制器C1的输入是理想交流电源电压us；H∞第二控制器C2的输入是交流滤波电容两端电压uc和交流滤波电容两端等效电压u'c；交流滤波电容两端等效电压u'c是由理想交流电源电压us经过前馈系统F作用得到；前馈系统F中，交流滤波电容两端等效电压u'c与理想交流电源电压us之差经过靠近交流理想电源一侧的电阻Rs和靠近交流理想电源一侧的电感Ls得到流过靠近交流理想电源一侧的电感等效电流i′s，流过靠近换流器一侧的电感等效电流i'e减去流过靠近交流理想电源一侧的电感等效电流i′s后得到流过交流滤波电容的等效电流i′c，流过交流滤波电容的等效电流i′c经过交流滤波电容后得到交流滤波电容两端等效电压u'c；H∞第一控制器C1和H∞第二控制器C2的输出信号叠加后做为换流控制器KPWM的输入，换流控制器KPWM的输出为换流器等效电源两端的电压ue；换流器等效电源两端的电压ue加上交流滤波电容两端等效电压u'c和直流储能区对交流微网干扰等效电压再减去交流滤波电容两端电压uc之后的信号，做为实际被控对象P的输入信号，对实际被控对象P进行控制。
5.根据权利要求4所述的一种多扰动下的微网电压跟踪控制方法，其特征在于，所述的实际被控对象P是根据以换流器等效电源为单独电压源的数学模型获得，实际被控对象P中的ic为流过交流滤波电容的电流。
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