CN106785460A - 一种差分双极化介质谐振器天线 - Google Patents

一种差分双极化介质谐振器天线 Download PDF

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Abstract

一种差分双极化介质谐振器天线，包括接地基板、设置在所述接地基板上的一个十字形介质谐振器，所述十字形介质谐振器等效于相同的两个矩形介质谐振器正交形成，每个矩形介质谐振器的两端镜像设置一组差分馈电结构，每组差分馈电结构与设置在接地基板另一面的一组差分馈电接口电连接；本发明在十字形介质谐振器结构基础上设计差分馈电方式，差分馈电能抑制电磁场呈同相分布的高次模，差分馈电形成的虚拟地能够抑制十字形介质谐振器所等效的两个矩形介质谐振器的正交模间的影响，在利用两个矩形介质谐振器的正交模实现双极化辐射功能时，与单端介质谐振器天线相比，抑制了部分杂散模式，显著提高了端口隔离度，并降低了交叉极化。

Description

一种差分双极化介质谐振器天线
技术领域
本发明涉及射频通信领域，尤其涉及一种差分双极化介质谐振器天线。
背景技术
介质谐振器天线因其高辐射效率，低损耗，小尺寸，低成本，重量轻，易于激励和高度设计灵活性等诸多优点受到了广泛的关注。近年来的设计中，介质谐振器天线极常被用来替代金属天线。众所周知，介质谐振器作为腔体谐振器具有众多的谐振模式，可以在不同频率上发生谐振。在实际设计中，高于主模谐振频率的高次模式(作为寄生响应)往往需要被抑制。另一方面，有时又需要利用高阶模来实现某些性能，例如在双频或宽带天线中。在这两种情况下，抑制不期望出现的模式是很困难的。
另外，双极化天线的关键指标之一是端口的隔离度，其标志着两个极化间的影响，因而在双极化天线的设计中一般要求尽可能地提高隔离度；天线的交叉极化是衡量天线性能的另一项指标，要求该值尽可能小。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷及需求，提供一种差分双极化介质谐振器天线。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种差分双极化介质谐振器天线，包括接地基板、设置在所述接地基板上的一个十字形介质谐振器，所述十字形介质谐振器等效于相同的两个矩形介质谐振器正交形成，两个等效的矩形介质谐振器的两端分别镜像设置一组差分馈电结构，每组差分馈电结构与设置在接地基板另一面的一组差分馈电接口电连接。
在本发明所述的差分双极化介质谐振器天线中，所述接地基板上与两组差分馈电结构对应的位置开设两组通孔，每组差分馈电接口的端部穿设一组通孔后与对应的一组差分馈电结构电连接。
在本发明所述的差分双极化介质谐振器天线中，所述差分馈电结构为设置于等效的矩形介质谐振器的端面上的自谐振器底边起沿谐振器高度方向延伸的条状金属带，且条状金属带的中心到等效的矩形介质谐振器的两竖直侧面的距离相等。
在本发明所述的差分双极化介质谐振器天线中，所述条状金属带为通过激光蚀刻于十字形介质谐振器外壁上的金属层，或者贴附于十字形介质谐振器外壁上的金属片或金属线。
在本发明所述的差分双极化介质谐振器天线中，若每个矩形介质谐振器以其自身的中心为原点、自身的长为x轴、自身的宽为y轴、自身的高为z轴建立坐标系，等效的两个矩形介质谐振器的主模均为TE111，高次模均为TE113。
在本发明所述的差分双极化介质谐振器天线中，所述接地基板为金属材料制成的板状结构，或者为表层涂覆有金属层的板状结构。
实施本发明的差分双极化介质谐振器天线，具有以下有益效果：本发明在十字形介质谐振器的基础上设计差分馈电方式，差分馈电能抑制电磁场呈同相分布的高次模，差分馈电形成的虚拟地能够抑制十字形介质谐振器所等效的两个矩形介质谐振器的正交模间的影响，在利用两个矩形介质谐振器的正交模实现双极化辐射功能时，与单端介质谐振器天线相比，抑制了部分杂散模式，显著提高了端口隔离度，并降低了交叉极化；
进一步地，本发明还可以适用于双频通信，利用两组正交模式对来实现双频特性，比如利用TE111、TE113模式获取两个谐振频率，并据此设计相应的谐振器尺寸；更进一步地，通过设置条状金属带的长度可以确保更好的阻抗匹配。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1是本发明差分双极化介质谐振器天线的结构示意图；
图2是本发明差分双极化介质谐振器天线的侧视图；
图3是本发明差分双极化介质谐振器天线的等效结构示意图；
图4是图3中的矩形介质谐振器I在差分馈电结构的电磁场分布图；
图5是图3中的矩形介质谐振器I的TEy 111,TEy 113和TEy 311三种模式对应的电磁场分布示意图；
图6A是十字形介质谐振器在单端激励时TE111模的电场分布图；
图6B是十字形介质谐振器在差分激励时TE111模的电场分布图；
图6C是十字形介质谐振器在单端激励时TE113模的电场分布图；
图6D是十字形介质谐振器在差分激励时TE113模的电场分布图；
图7A是本发明的差分双极化介质谐振器天线的反射系数与条状金属带的长度之间的仿真关系图；
图7B是条状金属带的长度ls取6.3mm时的史密斯圆图；
图8是本发明差分双极化介质谐振器天线和与之对应的单端天线的反射系数和隔离度对比图；
图9是差分馈电与单端馈电的双通带双极化介质谐振器天线方向图对比图。
具体实施方式
为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本发明的具体实施方式。
参考图1，是本发明差分双极化介质谐振器天线的结构示意图，图2是本发明差分双极化介质谐振器天线的侧视图；图3是本发明差分双极化介质谐振器天线的等效结构示意图。
本发明的差分双极化介质谐振器天线，包括接地基板10、设置在所述接地基板10上的一个十字形介质谐振器20，所述十字形介质谐振器20等效于相同的两个矩形介质谐振器正交形成，等效的两个矩形介质谐振器的两端分别镜像设置一组差分馈电结构30，每组差分馈电结构30与设置在接地基板10底部的一组差分馈电接口电连接。如图中，1、1’为一组差分馈电接口，2、2’为另一组差分馈电接口。
其中，所述接地基板10为金属材料制成的板状结构，或者为表层涂覆有金属层的板状结构。
具体的，所述接地基板10上与两组差分馈电结构30对应的位置开设两组镜像设置的通孔40，每组差分馈电接口的端部穿设一组通孔40后与对应的一组差分馈电结构30电连接。具体实施例中，差分馈电接口为SMA接口。
其中，所述差分馈电结构30为设置于等效的矩形介质谐振器的端面上的自谐振器底边起沿谐振器高度方向延伸的条状金属带，馈电时可以通过调整条状金属带的长度来获得阻抗匹配。
条状金属带的中心到等效的矩形介质谐振器的两竖直侧面的距离相等，即以矩形介质谐振器的中心为原点、长为x轴、宽为y轴、高为z轴建立坐标系，则条状金属带位于x＝±a/2，y＝0处。
较佳实施例中，所述条状金属带为通过激光蚀刻于十字形介质谐振器20外壁上的金属层，可以理解的是，条状金属带还可以为贴附于十字形介质谐振器20外壁上的金属片或金属线，只要是能起到馈电作用的结构都在本发明的保护范围之内。
十字形介质谐振器20内两个等效的矩形介质谐振器的模式间的正交性和一定的隔离度确保了天线的双极化特性。与单端馈电的介质谐振器天线相比，差分馈电的介质谐振器天线还能够抑制更多的高阶模式，能够在两个极化之间获得更高的隔离度并且交叉极化较小。
下面对本发明的工作原理进行说明。
参考图3，等效的两个矩形介质谐振器记为I和II，其尺寸相同，均为：a*b*l。其中，a、b、l分别表示矩形介质谐振器I和II的长、宽、高。但是，当矩形介质谐振器I安装在接地基板10上时，根据镜像理论就会形成一个镜像的矩形介质谐振器。矩形介质谐振器I内的模式会保留成像的矩形介质谐振器内的一半场分布。因此，矩形介质谐振器I沿z方向的长度等效于增加了一倍，即等效尺寸为a*b*2l。
显然，两个矩形介质谐振器I和II对应的谐振模式具有正交性。因此，可以在矩形介质谐振器的电磁场分布的基础上来分析十字形介质谐振器20的电磁场分布。下面以TEy mns、TEx mns分别表示矩形介质谐振器记为I和II中的模式，以图3中的矩形介质谐振器I为例进行分析。
由于所有模式的分析都是类似的，在此以y方向上的模式分析为例。当矩形介质谐振器I的尺寸满足a>l和2b>l时，TEy mns模式的谐振频率会低于其它方向上相应的TEmns模式，其中m、n、s分别表示谐振器在x、y、z轴上的半波数。矩形介质谐振器I内的关系可由下述等式描述：
akx＝mπ (2)
2bkz＝sπ (3)
其中，kx,ky和kz分别表示沿x,y和z方向上的波数，k0表示自由空间内对应于谐振频率的波数，fmns表示对应模式的谐振频率，c代表真空中的光速。
可见谐振频率取决于谐振器的尺寸，本发明即是设定工作频率后，选择模式，再根据频率和模式确定谐振器的尺寸。
下面结合差分馈电说明本发明的效果。参考图4，图3中的矩形介质谐振器I在差分馈电结构的电磁场分布图。
图4中，矩形介质谐振器I由互为镜像的条状金属带差分馈电，电流和差分馈电引入的磁场满足安培右手螺旋准则。对于差分馈电来说，一组等幅反向的射频信号分别沿着条状金属带传播。只有在平面x＝±a/2上具有180°相位差的场才可以被激励。矩形介质谐振器I的前几个模式中，TEy 111,TEy 113和TEy 311模式的场分布都符合上述条件，但对于TEy 211和TEy 213模式，在平面x＝±a/2上的场分量是同相的，因此这类模式不能够被激励。此外，条状金属带处于TEx 111和TEx 113模式电场最弱的位置，并且它们的场分量具有同相特性，所以，当差分馈电时这两种模式也不能被激励。更广泛地，TEy (2j)ns和TEx (2j+1)ns(j＝1,2…)模式的场分量也具有同相特性。另外，TEz mns模式不具有和馈电金属条激励起的场分量相同的分量。理论上，这些模式都可以通过差分馈电被有效抑制。
较佳实施例中，谐振器的损耗角正切为2.5×10-4，相对介电常数为38。一般天线工作频率对应的模式为TEy 111，为了确保TEy 111是主模，确定比值p＝l/(a+2b)<＝0.4。例如，a＝31mm,b＝24.5mm,l＝11mm，通过对该尺寸下的矩形介质谐振器I的前几个模式进行分类得到表1。由表1可见矩形介质谐振器I能被差分激励的前三个模式为TEy 111,TEy 113和TEy 311，其电磁场分布如图5所示。
表1
下面回归本申请的十字形介质谐振器20。
根据上面的分析可知十字形介质谐振器20具有双模特性，即每个谐振频率都存在两组正交的模式，每组模式中的一个模式对应于矩形介质谐振器I中的模式，另一个模式对应于介质谐振器II中的模式。
下面以单端和差分激励前两组模式为例进行分析比较以说明本发明的优点。如图6A所示，单端激励矩形介质谐振器I时，矩形介质谐振器I的TEy 111模和介质谐振器II的TEx 111模式都能被激励。而差分馈电矩形介质谐振器1时，如图6B所示，会在中心形成虚拟地，它与平面x＝0重合，并且垂直于介质谐振器1内TEy 111模式的电场。因此，差分馈电形成的虚拟地对介质谐振器1内的TEy 111模式没有影响。但是对于介质谐振器II来说，虚拟地与其TEx 111模式的电场平行，阻止了TEx 111模式。所以，介质谐振器I的差分馈电仅能激励介质谐振器I内的TEy 111模式，并且能抑制介质谐振器II中相应的TEx 111模式。类似地，图6C所示的单端馈电矩形介质谐振器I可同时激励介质谐振器I内的TEy 113模式和介质谐振器II中的TEx 113模式。但是图6D中，由于虚拟地的存在，差分馈电矩形介质谐振器1时仅能激励介质谐振器I内的TEy 113模式，并会对介质谐振器II内相应的TEx 113模式产生抑制作用。
可见，对于十字形介质谐振器20中具有差分场分布的模式，差分馈电可以抑制与其正交的模式。因此，与单端馈电十字形介质谐振器20相比，差分馈电能获得更高的端口隔离度。
优选的，本发明还可以适用于双频通信，利用两组正交模式对来实现双频特性，比如利用TE111、TE113模式获取两个谐振频率作为工作频率f1＝1.399GHz，f2＝2.025GHz。同时还可以抑制TE311模式对应的频率如f3＝2.682GHz。
根据上述分析，较佳实施例中，十字形介质谐振器20中两个谐振频率对应的两组正交模式TEy 111(介质谐振器1内)/TEx 111(介质谐振器II内)和TEy 113(介质谐振器1内)/TEx 113(介质谐振器II内)被用来设计双频双极化介质谐振器天线。为了确定介质谐振器天线的尺寸，必须要满足以下两个条件：一是要确保TEy 111(介质谐振器1内)/TEx 111(介质谐振器II内)模式为主模；二是要TEy 311(介质谐振器1内)/TEx 131(介质谐振器II内)的谐振频率f3要远离f1和f2，其中f1和f2分别代表TEy 111/TEx 111和TEy 113/TEx 113的谐振频率。最终，介质谐振器天线的尺寸确定如下：a＝31mm，b＝24.5mm，l＝11mm。
在确定谐振器尺寸之前，首先要确定条状金属带的宽度和长度，本实施例中，条状金属带的宽度ws选为1mm。图7A为本发明的差分双极化介质谐振器天线的反射系数与条状金属带的长度之间的仿真关系图。可见，长度ls对较低频带的阻抗影响较大，它对谐振频率也有影响，造成了谐振频率的轻微偏移。为确保阻抗匹配，确定ls＝6.3mm，图7B给出了此时的史密斯圆图，可见在两个工作频率上阻抗匹配良好。
本发明中仿真采用Ansoft HFSS全波仿真软件，实测反射系数则使用了AgilentN5230C四端口矢量网络分析仪，测量天线方向图是在具有远场天线测量系统的暗室内进行的，并且使用宽带巴伦(1.2-4.1GHz)作为差分介质谐振器天线的馈电网络。
参考图8是差分天线和与之对应的单端天线的反射系数和隔离度对比图。图8中Sim.表示仿真，Meas.表示实测。在两种介质谐振器天线的响应中，仿真的三个谐振频率f1＝1.399GHz，f2＝2.025GHz和f3＝2.682GHz分别对应介质谐振器1中的TEy 111，TEy 113和TEy 311模式(介质谐振器II中的TEx 111，TEx 113和TEx 131模式)。显然，在单端天线中还存在另外两个谐振频率f4＝1.981GHz和f5＝2.543GHz，它们分别对应于在单端介质谐振器天线中介质谐振器I的TEy 211和TEy 213模式(介质谐振器II中的TEx 211和TEx 213模式)。这是因为后两个模式在馈电表面上的场分布是同相的，所以它们只出现在单端介质谐振器天线中，而在差分介质谐振器天线中受到抑制。单端介质谐振器天线在f4和f5频率上具有较高的|S21|，这意味着两组模式的电磁能量不能有效地辐射出去。在差分介质谐振器天线中，选择介质谐振器I中的TEy 111和TEy 113模式(介质谐振器II中的TEx 111和TEx 113)来实现双频特性，即f1和f2是所提出的双频天线的两个工作频率。由图8可以看出，差分介质谐振器天线仿真的隔离度从单端介质谐振器天线较低频的34dB增加到了68dB。在较高频段，它从单端介质谐振器天线的8.5dB提高到了57dB。在两个馈电接口处实际测得的反射系数表明，天线工作于f1＝1.395GHz和f2＝2.040GHz两个频率，与仿真结果基本吻合。与单端介质谐振器天线相比，差分介质谐振器天线在两个频率上的实测隔离度至少提高了25dB，与仿真结果相比，实测隔离度的提高值略低主要是因为测试使用的巴伦输出信号的不平衡性和天线加工误差所造成的。差分介质谐振器天线实测-10dB带宽在频率f1处为60MHz(馈电接口1、1’)/61MHz(馈电接口2、2’)，在频率f2处为25MHz(馈电接口1、1’)/30MHz(馈电接口2、2’)。单端介质谐振器天线的带宽在频率f1处为50MHz(馈电接口1)/49MHz(馈电接口2)，在频率f2处受弱隔离和f4的影响，辐射性能差不能作为双极化使用。参考图9是差分馈电与单端馈电的双通带双极化介质谐振器天线方向图对比图，图9中四排图片依次为f1的仿真方向图、f1的实测方向图、f2的仿真方向图、f2的实测方向图。
参考下表2，是差分双频双极化天线与单端天线的实测性能对比表。
表2
对比表明，相对于单端介质谐振器天线，差分介质谐振器天线具有较低的交叉极化。单端介质谐振器天线在频率f1处具有良好的辐射性能，测得的交叉极化小于-20dB，增益为6.3dB。但在频率f2处，其辐射性能发生恶化，甚至最大辐射方向也发生了变化。这是由于两个端口之间的隔离差以及同时出现在单端介质谐振器天线中的TEy 211模式造成的，此时在高工作频率处，单端介质谐振器天线的辐射性能无法实现。对于差分介质谐振器天线，其仿真的E面和H面交叉极化都低于-40dB，实测的E面和H面交叉极化都低于-35dB。在较低工作频率下，仿真和实测的增益分别为7.5dBi和6.9dBi；在较高工作频率下，仿真和实测的增益分别为3dBi和2.8dBi。可见差分馈电情况下，所设计的天线能够实现优秀的双频双极化辐射。另外，无论在单端或差分介质谐振器天线中，由于馈电结构的完全对称性，仿真和实测的反射系数以及两个极化方向图都吻合很好，微小的偏差依然来自加工误差以及测试巴伦输出信号的不平衡。
综上所述，实施本发明的差分双极化介质谐振器天线，具有以下有益效果：本发明在十字形介质谐振器的基础上设计差分馈电方式，差分馈电能抑制电磁场呈同相分布的高次模，差分馈电形成的虚拟地能够抑制十字形介质谐振器所等效的两个矩形介质谐振器的正交模间的影响，在利用两个矩形介质谐振器的正交模实现双极化辐射功能时，与单端介质谐振器天线相比，抑制了部分杂散模式，显著提高了端口隔离度，并降低了交叉极化；进一步地，本发明还可以适用于双频通信，利用两组正交模式对来实现双频特性，比如利用TE111、TE113模式获取两个谐振频率，并据此设计相应的谐振器尺寸；更进一步地，通过设置条状金属带的长度可以确保更好的阻抗匹配。
上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (6)

1.一种差分双极化介质谐振器天线，其特征在于，包括接地基板和设置在所述接地基板上的一个十字形介质谐振器，所述十字形介质谐振器等效于相同的两个矩形介质谐振器正交形成，两个等效的矩形介质谐振器的两端分别镜像设置一组差分馈电结构，每组差分馈电结构与设置在接地基板另一面的一组差分馈电接口电连接。
2.根据权利要求1所述的差分双极化介质谐振器天线，其特征在于，所述接地基板上与两组差分馈电结构对应的位置开设两组通孔，每组差分馈电接口的端部穿设一组通孔后与对应的一组差分馈电结构电连接。
3.根据权利要求1所述的差分双极化介质谐振器天线，其特征在于，所述差分馈电结构为设置于等效的矩形介质谐振器的端面上的自谐振器底边起沿谐振器高度方向延伸的条状金属带，且条状金属带的中心到等效的矩形介质谐振器的两竖直侧面的距离相等。
4.根据权利要求3所述的差分双极化介质谐振器天线，其特征在于，所述条状金属带为通过激光蚀刻于十字形介质谐振器外壁上的金属层，或者贴附于十字形介质谐振器外壁上的金属片或金属线。
5.根据权利要求3所述的差分双极化介质谐振器天线，其特征在于，若每个矩形介质谐振器以其自身的中心为原点、自身的长为x轴、自身的宽为y轴、自身的高为z轴建立坐标系，等效的两个矩形介质谐振器的主模均为TE111，高次模均为TE113。
6.根据权利要求1所述的差分双极化介质谐振器天线，其特征在于，所述接地基板为金属材料制成的板状结构，或者为表层涂覆有金属层的板状结构。
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Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109428167A (zh) * 2017-09-05 2019-03-05 香港中文大学深圳研究院 一种双极化介质天线及其基站天线阵列
CN109546332A (zh) * 2018-11-27 2019-03-29 西安交通大学 一种低频段多极化模式的天线
CN109713434A (zh) * 2019-01-30 2019-05-03 南通大学 一种毫米波差分共面馈电的介质天线
CN109950695A (zh) * 2019-02-28 2019-06-28 禾邦电子(苏州)有限公司 一种通讯设备和实现5g移动通信的方法
CN111710981A (zh) * 2020-06-23 2020-09-25 南京信息工程大学 用于5g毫米波段的正交椭圆台形介质谐振器天线
CN111834739A (zh) * 2020-07-14 2020-10-27 南通大学 一种四模宽带高增益差分介质谐振器天线
CN112928478A (zh) * 2021-01-25 2021-06-08 电子科技大学 一种基于高次模叠加的宽波束阶梯型介质谐振器天线
CN113193387A (zh) * 2021-03-19 2021-07-30 深圳市信维通信股份有限公司 一种双极化双频的介质谐振器毫米波模组及移动终端设备
CN113328256A (zh) * 2021-05-24 2021-08-31 电子科技大学 一种端射介质谐振器天线
CN113690607A (zh) * 2021-09-02 2021-11-23 南通大学 一种具有频率可调谐功能的双频介质贴片天线
CN113991308A (zh) * 2021-10-28 2022-01-28 中天通信技术有限公司 一种高增益宽带电磁偶极子介质天线
WO2022142962A1 (zh) * 2020-12-29 2022-07-07 南通大学 差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构
CN115051162A (zh) * 2022-06-09 2022-09-13 深圳市信维通信股份有限公司 一体化双极化双频毫米波介质谐振器天线及电子设备
CN116666977A (zh) * 2023-08-02 2023-08-29 南通至晟微电子技术有限公司 一种多波束介质谐振器端射天线

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04150205A (ja) * 1990-10-09 1992-05-22 Mitsubishi Electric Corp マイクロ波電力合成器
US7292204B1 (en) * 2006-10-21 2007-11-06 National Taiwan University Dielectric resonator antenna with a caved well
CN101473491A (zh) * 2006-06-22 2009-07-01 索尼爱立信移动通讯股份有限公司 紧凑型介质谐振天线
TW201411928A (zh) * 2012-09-13 2014-03-16 Univ Lunghwa Sci & Technology 介質共振天線

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04150205A (ja) * 1990-10-09 1992-05-22 Mitsubishi Electric Corp マイクロ波電力合成器
CN101473491A (zh) * 2006-06-22 2009-07-01 索尼爱立信移动通讯股份有限公司 紧凑型介质谐振天线
US7292204B1 (en) * 2006-10-21 2007-11-06 National Taiwan University Dielectric resonator antenna with a caved well
TW201411928A (zh) * 2012-09-13 2014-03-16 Univ Lunghwa Sci & Technology 介質共振天線

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
H. TANG, J.X. CHEN, Y. ZHAN AND J. LI: "Differential dual polarization dielectric resonator antenna with higher mode suppression,high isolation and low cross-polarization", 《2015 ASIA-PACIFIC MICROWAVE CONFERENCE (APMC)》 *

Cited By (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109428167A (zh) * 2017-09-05 2019-03-05 香港中文大学深圳研究院 一种双极化介质天线及其基站天线阵列
CN109546332A (zh) * 2018-11-27 2019-03-29 西安交通大学 一种低频段多极化模式的天线
CN109546332B (zh) * 2018-11-27 2020-03-31 西安交通大学 一种低频段多极化模式的天线
CN109713434A (zh) * 2019-01-30 2019-05-03 南通大学 一种毫米波差分共面馈电的介质天线
CN109950695A (zh) * 2019-02-28 2019-06-28 禾邦电子(苏州)有限公司 一种通讯设备和实现5g移动通信的方法
CN109950695B (zh) * 2019-02-28 2024-03-22 禾邦电子(苏州)有限公司 一种通讯设备和实现5g移动通信的方法
CN111710981A (zh) * 2020-06-23 2020-09-25 南京信息工程大学 用于5g毫米波段的正交椭圆台形介质谐振器天线
CN111710981B (zh) * 2020-06-23 2023-02-14 南京信息工程大学 用于5g毫米波段的正交椭圆台形介质谐振器天线
CN111834739A (zh) * 2020-07-14 2020-10-27 南通大学 一种四模宽带高增益差分介质谐振器天线
WO2022142962A1 (zh) * 2020-12-29 2022-07-07 南通大学 差分介质谐振器天线与独立可控双通带滤波器的集成结构
CN112928478B (zh) * 2021-01-25 2022-07-29 电子科技大学 一种基于高次模叠加的宽波束阶梯型介质谐振器天线
CN112928478A (zh) * 2021-01-25 2021-06-08 电子科技大学 一种基于高次模叠加的宽波束阶梯型介质谐振器天线
CN113193387A (zh) * 2021-03-19 2021-07-30 深圳市信维通信股份有限公司 一种双极化双频的介质谐振器毫米波模组及移动终端设备
CN113328256A (zh) * 2021-05-24 2021-08-31 电子科技大学 一种端射介质谐振器天线
CN113690607A (zh) * 2021-09-02 2021-11-23 南通大学 一种具有频率可调谐功能的双频介质贴片天线
CN113991308A (zh) * 2021-10-28 2022-01-28 中天通信技术有限公司 一种高增益宽带电磁偶极子介质天线
CN115051162A (zh) * 2022-06-09 2022-09-13 深圳市信维通信股份有限公司 一体化双极化双频毫米波介质谐振器天线及电子设备
CN116666977A (zh) * 2023-08-02 2023-08-29 南通至晟微电子技术有限公司 一种多波束介质谐振器端射天线
CN116666977B (zh) * 2023-08-02 2023-10-31 南通至晟微电子技术有限公司 一种多波束介质谐振器端射天线

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