CN106711993B

CN106711993B - 一种直流微电网稳定控制方法

Info

Publication number: CN106711993B
Application number: CN201611105972.2A
Authority: CN
Inventors: 于晶荣; 王越; 王家明; 于佳琪; 韩华; 粟梅
Original assignee: Central South University
Current assignee: Central South University
Priority date: 2016-12-05
Filing date: 2016-12-05
Publication date: 2019-04-16
Anticipated expiration: 2036-12-05
Also published as: CN106711993A

Abstract

直流微电网中，DC/DC变换器的输入电压、输出电流和参考电压的扰动对直流微电网母线电压的稳定性有着不可避免的影响。为了提高微电网的抗扰性，本专利提出一种基于无源判据的改进控制策略，即一种直流微电网稳定控制方法；该控制策略在PI控制器基础上加入一阶高通滤波器(即准PID控制器)，分别保证输入电压和参考电压到输出电压的无源性；在准PID控制器的输出侧叠加一个输出电流反馈环，从而确保输出电流到输出电压也即输出阻抗的无源性。因此，本发明通过输入电压、输出电流和参考电压到输出电压的无源性即保障了直流微电网总线电压在这三种扰动下的稳定性，并搭建了光储直流微电网仿真验证了所提出策略的正确性和有效性。

Description

一种直流微电网稳定控制方法

技术领域

本发明涉及一种直流微电网稳定控制方法。

背景技术

随着直流电源、储能电池和直流耦合负载的广泛应用，直流微电网以其高效率、强鲁棒性和低谐波等方面的突出优势，在可再生发电系统中有广阔的应用前景。而恒功率负载(Constant Power Load，CPL)单元或者表现恒功率负载特性的储能单元(EnergyStorage System，ESS)容易导致直流微电网不稳定，故直流微电网的稳定性问题一直以来都是提高其性能的重点难题。

阻抗匹配判据是目前直流微电网常用的一种稳定性分析方法，在保证每个子系统的稳定性的前提下，通过阻抗幅值比条件解决了独立子系统级联带来的稳定性问题，提供了一种处理直流微电网小信号稳定性的简单方法。然而，阻抗匹配判据是在假定了功率方向的前提下实现稳定性分析，当系统因为运行模式的改变而改变源和负载的角色时，即功率方向改变时，原来的判定条件已经不再适用，例如储能模块充放电模式切换时。

基于无源理论的稳定性分析方法无需预先规定子模块的角色，解决了阻抗匹配判据不适用于功率方向改变的情况。有文献提出了基于无源的稳定性判据(Passivity-BasedStability Criterion，PBSC)，通过引入正前馈控制使得系统无源，解决了采用Middlebrook判据带来的人为保守性和ESAC判据对元件分组敏感等稳定性难题。因为上述判据仅考虑了总线阻抗，所以并不能解决其他输入扰动的情况。文献[Y.Gu，W.Li，X.He，“Passivity-Based Control of DC Microgrid for Self-Disciplined Stabilization，”IEEE Trans.Power system，vol.30，no.5，pp.2623-2632，Sept 2016.]提出了一种自律稳定的改进无源判据，用以解决可能存在欠阻尼振荡的问题，同时保证变换器的无源性。该文献在经典PI控制方法的基础上加入了电压前馈环，使得系统满足无源准则，但是也仅考虑了输出电流扰动的情况。目前采用的PBSC判据主要通过判断输出阻抗/导纳的无源性来判断系统的无源性。但是在直流微电网中，直流电压的稳定性同时受参考电压、输入电压和输出电流的影响，这意味着必须同时保证参考电压到输出电压是无源的、输入电压到输出电压是无源的、输出电流到输出电压(即输出阻抗)是无源的才能保证母线电压的稳定。

因此，有必要设计一种在输入电压、输出电流和参考电压三种扰动下仍能保持直流微电网总线电压稳定的方法。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种直流微电网稳定控制方法，该直流微电网稳定控制方法能有效保障直流微电网稳定运行。

发明的技术解决方案如下：

一种直流微电网稳定控制方法，直流微电网为光储微电网系统，包括4个部分：

(1)作为供电单元的带光伏阵列的Boost变换器；

(2)储能系统，所述的储能系统为带电池的双向Buck/Boost变换器；

(3)直流负载，为带电阻的Buck变换器，为恒功率负载；

(4)电阻负载；

其中Boost变换器、Buck变换器和双向Buck/Boost变换器均属于DC/DC变换器；

本专利讨论直流微电网电压稳定性，根据直流微网运行模式可知，母线电压的稳定性取决于Boost变换器输出电压稳定性的控制。

Boost变换器的闭环传递函数为：

其中：

(i)为Boost变换器的输出电压的扰动；为参考电压的扰动；为输入电压的扰动；为输出电流的扰动；Z_vt为输出电流反馈控制环节的电流反馈系数；为控制量的扰动；

(ii)F_bt′(s)为准PID控制下的Boost变换器的开环传递函数；有

为Boost变换器输出电压的稳态值，取100V；

G_pidt(s)为Boost变换器的准PID控制器的传递函数，表达式为：K_P+K_I/s+K_Ds/(T_ss+1)；T_s为采样时间[本发明为10^-4s]；K_P，K_I和K_D分别为准PID控制器比例、积分和微分系数；光伏Boost电路的控制参数为Z_vt＝0.01、K_P＝0.1、K_I＝15、K_D＝5×10^-5；储能Boost电路的控制参数为Z_vt＝0.01、K_P＝0.3、K_I＝18、K_D＝5×10^-5。

(iii)G_{vd_bt}(s)为Boost变换器的控制量到Boost变换器的输出电压之间的传递函数；有：

；

为Boost变换器的输出电压、输入电流和占空比的稳态值；稳态值是系统在工作点处各个变量的恒定值。

Boost变换器稳态工作点：

为输入电压的稳态值，实例中，光伏Boost电路各稳态值取：储能Boost电路各稳态值取：

Boost变换器的结构参数：Z_bt为负载阻值；L_bt为滤波电感值，r_lbt为滤波电感的内阻值；C_bt为滤波电容值；r_cbt为滤波电容的内阻值。实例中，光伏Boost电路硬件参数为：L_bt＝1mH、r_lbt＝0.05Ω、C_bt＝400μF、r_cbt＝0.004Ω；储能Boost电路硬件参数为：L_bt＝1.5mH、r_lbt＝0.06Ω、C_bt＝300μF、r_cbt＝0.003Ω。

(iv)G_{vi_bt}(s)为Boost变换器输入电压到输出电压的扰动的传递函数；有：

；

负载阻值Z_bt是指“光储直流微电网系统包括负载电阻”其值为20Ω；

(v)Z_btout(s)为Boost变换器的输出阻抗的传递函数：

分别为：Boost变换器的参考电压扰动到输出电压扰动的闭环传递函数、输入电压扰动到输出电压扰动的闭环传递函数和输出阻抗的闭环传递函数。

直流微网母线电压的影响因素包括参考电压扰动输入电压扰动输出电流扰动通过控制使得参考电压扰动到输出电压扰动的闭环传递函数是无源的，输入电压扰动到输出电压扰动的闭环传递函数是无源的，输出电流到参考电压扰动的闭环传递函数(即输出阻抗)是无源的，则保证了直流微网母线电压在三种扰动下都是稳定的。

本发明的核心在于将设计成无源，从而使他们在该种扰动下稳定，也保证了组成的微网稳定。具体为：在PI控制器基础上加入一阶高通滤波器(即准PID控制器)，保证输入电压和参考电压分别到输出电压的传递函数没有右半平面极点且相应的Nyquist曲线都在右半平面，即保证了输入电压和参考电压到输出电压是无源的；在准PID控制器的输出侧叠加一个输出电流反馈环，从而确保输出电流到输出电压的传递函数没有右半平面极点且相应的Nyquist曲线都在右半平面，即保证输出电流到输出电压(输出阻抗)是无源的。

通过无源性判据可知：1)系统无源即稳定；2)如果两个无源模块通过并联或反馈连接，那么最终形成的系统依旧是无源的，也即是稳定的[19]，[21]，[22]。因此，多个DC/DC子变换器并联组成的直流微电网，只要保证DC/DC子变换器的无源性，即可保证整个直流微电网的无源性，也即保证了直流微电网系统的稳定性。

有益效果：

直流微电网中，DC/DC变换器的输入电压、输出电流和参考电压三个扰动对直流微电网母线电压的稳定性有着不可避免的影响。为了提高微电网的抗扰性，本专利提出一种基于输入/输出无源判据的改进控制策略，即一种直流微电网稳定控制方法；该控制策略在PI控制器基础上加入一阶高通滤波器(HPF)(称之为准PID控制器)确保参考电压和输入电压到输出电压的无源性；引进输出电流控制环节叠加到准PID控制器的输出侧，确保输出阻抗无源性，从而保障直流微电网的稳定。因此，由无源判据的定义可知，设计输入电压、输出电流和参考电压到输出电压的无源性即保障了直流微电网总线电压在这三种扰动下的稳定性。由无源系统特性可知，若直流微电网中每个变流器是无源的，那么其并联构成的微电网则是无源的。因此，采用所提控制策略不仅能保证总线电压在三种扰动下的稳定性，同时该设计方法也为灵活微电网变流器设计提供通用设计方法。搭建了光储直流微电网仿真验证了所提出策略的正确性和有效性。

附图说明

图1为所述直流微电网结构示意图；

图2为Boost变换器直流变压器小信号模型示意图；

图3为Boost变换器闭环小信号模型示意图；

图4为Boost变换器G_btvrcl(s)、G_btvicl(s)和Z_btcl(s)的闭环传递函数的极点图；

图5为Boost变换器G_btvrcl(s)、G_btvicl(s)和Z_btcl(s)的奈奎斯特图；

图6为Boost变换器改进后的闭环控制原理图；

图7为Boost变换器G_btvrcl′(s)、G_btvicl′(s)和Z_btcl′(s)的传递函数的闭环极点图；

图8为Boost变换器G_btvrel′(s)、G_btvicl′(s)和Z_btcl′(s)的奈奎斯特曲线；

图9为Boost变换器具有不同Z_vt的Z_btcl′(s)的奈奎斯特曲线；

图10为基于改进型控制策略的直流微电网在负载变化下的仿真波形：(a)储能工作在放电模式下的母线电压波形；(b)储能工作在放电模式下的功率波形；(c)储能工作在充电模式下的母线电压波形(d)储能工作在充电模式下的功率波形；

图11为控制器改变前后的直流微电网(a)电压和(b)功率仿真波形；

图12输出电流扰动下控制器改变前后的(a)电压和(b)功率仿真波形；

图13输入电压扰动下控制器改变前后的(a)电压和(b)功率仿真波形；

图14参考电压扰动下控制器改变前后的(a)电压和(b)功率仿真波形。

具体实施方式

以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：

实施例1：

直流微电网结构

本专利以光储直流微电网为验证平台，如图1所示，主要包括4部分：1)带光伏阵列的Boost变换器作为分布式电源是直流微电网主要的供电单元；2)储能系统为带电池的双向Buck/Boost变换器；3)直流负载为恒功率负载(带电阻的Buck变换器)；4)负载电阻。有3个运行模式：模式一，在光强较弱或者负载突然增加的情况下，光伏Boost变换器运行在最大功率点跟踪MPPT控制模式，此时储能工作在放电状态，双向Buck/Boost变换器工作在Boost状态维持直流母线电压的稳定；模式二，当光伏阵列发出功率足够时，光伏Boost变换器运行于对直流母线的恒压控制(CVC)模式下，储能运行在充电状态，双向Buck/Boost变换器工作在Buck状态。模式三：当储存系统能量不足以维持母线电压时，光伏Boost变换器和储能系统同时维持母线电压，并采用下垂控制进行功率分配。直流微电网的稳定运行的核心是保证母线电压的稳定。在模式一时，光伏和恒功率负载都在恒功率模式下不对电压稳定性产生影响，仅通过保证以工作于Boost状态下的储能变换器是无源的就能保证直流微电网在模式一下母线电压是稳定的；在模式二时，储能充电工作在恒功率模式下，恒功率负载也工作在恒功率模式下，不对电压稳定性产生影响，仅通过保证光伏Boost变换器是无源的就能保证直流微电网在模式二下母线电压是稳定的。在模式三，光伏和储能系统同时控制母线电压，两者之间功率分配采用下垂控制，这时需保证光伏Boost变换器和工作于Boost状态下储能变换器都是无源的才能保证直流微电网在模式三下母线电压是稳定的。

系统小信号模型

为保证光伏Boost变换器和工作于Boost状态下储能变换器是无源的，需建立Boost变换器的小信号模型如图2所示：

图中，符号‘^’表示小信号扰动，‘-’表示稳态值，r表示电感和电容的等效阻抗。Boost变换器输出电压的传递函数包括：1)变换器的控制到输出电压传递函数G_{va_bt}(s)；2)变换器输入电压到输出电压传递函数G_{vg_bt}(s)；3)变换器输出阻抗Z_{vd_bt}(s)。根据理想变压器一次侧和二次侧的电压和电流关系得各个传递函数表达式：

其中，为稳态值，可由下式得出：

根据公式(4)，(5)，(6)可得Boost变换器的数学表达式：

根据DC/DC变换器的开环传函和电压模式控制(VMC)环节传函可得相应的闭环小信号模型，如图3所示。其中，为下垂控制产生的参考电压的扰动；G_cbt(s)为电压控制器的传递函数；H_bt(s)为采样环节的传递函数，可以设为1；模式一和模式二中没有虚线框中的下垂控制；模式三中光伏和储能采用下垂控制同时调节直流母线电压，下垂控制的表达式为u_btref＝u_N-k·i_btout，其中u_btref为下垂控制产生的变换器参考电压，u_N为变换器空载输出电压，k为下垂系数。

无源稳定性判据

一个线性n端口系统描述如下：

其中kk表示k×k阶矩阵。根据物理系统基本性质可知，满足公式(2)系统即是无源的：

对于所有可能的n×1阶矩阵u(t)和y(t)，x(t)为系统状态变量，E(t)通常为合适的李雅普诺夫能量函数。公式(2)表明，当系统吸收的能量不少于系统存储的能量时，系统是无源性的，其相应的频域表达式为：

该系统是无源的当且仅当：

1)G(s)没有右半平面的极点。

2)G(s)的奈奎斯特曲线全部在封闭的右半平面内。

上述无源性理论表明系统无源条件为其闭环传函没有右半平面的极点且其奈奎斯特曲线全部在封闭的右半平面内。根据无源条件知：如果系统是无源的，那么该系统一定是稳定的。通过反复使用无源定义可以更进一步将无源判据的结论推广到任意数量的子系统级联的情况。因此，如果直流微电网系统内所有的子系统都是无源的，那么直流微电网就是无源的也必定是稳定的。

采用PI控制的闭环传递函数和无源分析

根据图3和传统控制理论，公式(8)可继续推导为闭环传递函数：

其中

PI控制是DC变换器采用的最常见的控制方法，本小节的后续分析都是基于PI控制器的。Boost变换器的G_btvrcl(s)、G_btvicl(s)和Z_btcl(s)的极点分布如图4所示，当K_I增加，K_P保持恒定时，图中实极点向左移动，共轭复数极点向右移动；当K_P增加，K_I保持恒定时，图中实极点向右移动，共轭复数极点向外扩散。此外，没有右半平面的极点，也即这些参数闭环稳定。

为了分析G_btvrcl(s)、G_btvicl(s)和Z_btcl(s)的无源性，画出其奈奎斯特图，如图5所示

从图5可以看出，当K_P或K_I增加时，Boost变换器的所有奈奎斯特图均向外扩散使得部分奈奎斯特图分布在左半平面，因此G_btvrcl(s)、G_btvicl(s)和Z_btcl(s)不是无源的。

采用改进控制策略的闭环传递函数

为了解决上一节中出现的PI控制不能保证变换器无源性的这一问题，本发明

首先，在PI控制器基础上加入一阶高通滤波器(称为准PID控制器)确保参考电压和输入电压到输出电压的无源性。其次，引进输出电流控制环节叠加到准PID控制器的输出侧，确保输出阻抗无源性，改进后的控制策略参见图6。准PID控制器的传函G_pidt(s)可表述为：K_P+K_I/s+K_Ds/(τ_ds+1)，其中τ_d取T_s。

根据图8-9和经典控制理论，公式(9)可改写为：

其中

由于引进了准PID控制器，公式(10)中的每个扰动到输出电压扰动的传递函数的极点和公式(9)中的极点不同，为分析偏差系数K_D对Boost变换器闭环的极点的影响，做出不同K_D下G_btvrcl′(s)、G_btvicl′(s)和Z_btcl′(s)的极点图，如图7所示。

当K_D从0开始增加时，实极点向远离初始点方向移动，复数极点向初始点靠近但图中所有的极点都分布在左半平面，这意味着在一定范围内增大K_D不会影响系统的稳定性。为分析K_D对G_btvrcl′(s)、G_btvicl′(s)和Z_btcl′(s)的无源性的影响，在图8中绘出不同的K_D值下G_btvrcl′(s)、G_btvicl′(s)和Z_btcl′(s)的奈奎斯特曲线。从图中可以看出，当K_D值从0增加时，所有的奈奎斯特曲线全部向右半平面移动，变换器最终呈无源特性。因而可知K_D不影响系统的稳定性且会使得系统无源。由公式(10)可知，Z_vt不影响G_btvrcl′(s)、G_btvicl′(s)和Z_btcl′(s)的极点分布，也不影响G_btvrcl′(s)和G_btvicl′(s)的奈奎斯特曲线，只影响Z_btcl′(s)的那奎斯特曲线。为分析Z_vt对Z_btcl′(s)的奈奎斯特曲线的影响，做出不同Z_vt下Z_btcl′(s)的那奎斯特曲线，如图9所示。当Z_vt＝0时，其奈奎斯特曲线并不都在右半平面，当Z_vt从0.005增加到0.01时系统是无源的，但当Z_vt增加到0.05时，系统并不是无源的，说明Z_vt的取值必须在一定区间内，太小或者太大都会会破坏变换器的无源性。综上所述，通过选取适当的K_D和Z_vt可以使系统在三个扰动作用下都是无源的。

仿真验证

为了验证本发明，在Matlab/Simulink软件中搭建了如图1所示的直流微电网仿真模型以验证所提控制策略有效性。仿真主要从如下三个方面测试控制策略的性能：

案例I：验证采用所提控制策略能确保微电网在模式一和模式二下的母线电压的稳定性；

案例II：验证采用所提控制策略能解决并联变换器带来的不稳定问题；

案例III：验证所提出的控制策略能保证在输入电压、输出电流和参考电压的扰动下直流微电网母线电压的稳定性。

详细的变换器结构和控制参数在表I和II中列出。

表I

DC/DC变换器结构参数

表Ⅱ

控制参数

*Z_vts，Z_vte为电流反馈系数；f_s为开关频率；

案例I：微电网运行在模式一和模式二

当微电网运行于模式一时，光伏工作于MPPT模式，由储能电池控制母线电压，此时只需保证储能Boost变换器是无源的就可以保证母线电压的稳定性，图10中(a)和(b)为模式一下母线电压u_bus、光伏和储能的输出功率P_pv和P_bat、负载消耗功率P_load的波形。负载阻抗在0.4s时从20Ω减少到10Ω，在0.6s时重新回到20Ω。如图10中的(a)和(b)所示，在模式一时，u_bus保持在100V，负载功率P_load在稳态时接近于光伏输出功率P_pv和储能放电功率P_bat之和，也即光伏和储能同时向负载供电。当微电网运行于模式二时，储能电池工作于充电模式，由光伏Boost变换器控制母线电压，此时只需保证光伏Boost变换器是无源的就可以保证母线电压的稳定性，图10中(c)和(d)为模式二下母线电压u_bus和光伏输出功率、储能电池和负载消耗功率的波形。如图10中(c)和(d)所示，在模式二时光伏输出功率P_pv在稳态时接近于储能充电功率P_bat和负载功率P_load之和，也即光伏负责建立直流母线电压u_bus向储能和负载供电。上述结果证明了所提出的控制策略可以保证两种运行模式的直流微电网在负载变化时的稳定性。

案例II：微电网运行在模式三

在微电网运行于模式三时，光伏和蓄电池同时控制母线电压，两者之间功率分配采用下垂控制。在这种运行模式下，由于两个可等效为电压源的变换器之间的交互影响会带来不稳定问题，针对该问题，本发明提出的控制策略可以保证每个变换器是无源的，从而所构成的微网也是无源的，也必定是稳定的。如图11所示，当微电网运行于模式三时，在0.4s加入所提出的控制策略。从图11中可以看出，在没有使用所提出的控制策略时，母线电压u_bus和每个变换器输出的功率都是振荡的。在切换到所提出的控制策略后，母线电压u_bus和每个变换器输出的功率的振荡都大为减小并且最终稳定。因此，模式三的仿真结果说明了无源方法应用于解决直流微电网中多并联变换器交互稳定性问题的有效性。

案例III：三种类型扰动下的直流微电网稳定性分析

直流微电网存在三种扰动，包括：输出电流扰动、输入电压扰动和参考电压的扰动，由于模式一和模式二未加入下垂控制，所以不需要考虑参考电压的扰动，因此只在采用下垂控制的模式三中考虑参考电压的扰动。研究运行于模式三的直流微电网稳定性受三种扰动的影响，即是研究了扰动情况最复杂的情况，当直流微电网运行于模式三时，存在不同类型的扰动下的系统的仿真结果如图12-14所示。

由于输出电流主要受负载变化的影响，故研究输出电流扰动的稳定性分析，可以归结于负载阶跃变化对直流母线电压稳定性的影响问题。如图12所示，负载阻抗在0.4s时从20Ω减少到10Ω，在0.6s时重新回到20Ω，直流母线电压u_bus随着负载的减小而降低，为了使u_bus维持在100V，光伏和储能变换器增加输出功率，反之亦然。负载功率P_load在稳态时接近于光伏输出功率P_pv和储能放电功率P_bat之和。上述仿真结果证明所提出的控制策略能够保证直流微电网在输出电流扰动下的稳定性。

输入电压扰动下直流微电网母线电压u_bus和各个变换器的输出功率的仿真结果如图13所示，光伏输入电压在0.4s从100V降到90V，在0.6s重新升回100V。当光伏输入电压增加或者减少时，直流母线电压u_bus可以立即稳定在其参考值100V，同时，每个变换器的输出功率也随着光伏输入电压的变化而变化。上述仿真结果表明所提出的控制策略能够保证直流微电网在输入电压扰动下的稳定性。

当多个变换器采用下垂控制共同维持直流母线电压u_bus时，参考电压的扰动不容忽视。参考电压扰动下，直流微电网母线电压u_bus和各个变换器的输出功率的仿真结果如图14所示，储能电池输出参考电压在0.4s从100V抬升到104V，在0.6s重新降落回100V。从图14(a)中可以看出，直流母线电压u_bus跟随参考电压在0.4s从100升到105V，在0.6s重新回到100V。从图14(b)中可以看出，负载功率P_load在稳态时接近于光伏输出功率P_pv和储能放电功率P_bat之和。上述结果表明，基于无源的控制方法能够消除参考电压扰动带来的不稳定问题，从而保证直流微电网的稳定性。

本专利提出一种改进型控制策略，该控制策略将输出电流反馈控制叠加到准PID控制器的输出侧，同时确保了多输入扰动的情况下变换器的无源性和稳定性。其中，准PID电压控制器保证了输入电压和参考电压到输出电压的无源性；电流反馈控制方法保证了输出电流到输出电压的无源性。辅助无源性分析和仿真结果证明了所提出控制策略服从PBSC，并且按照该法设计的变换器并联直流微电网是无源的。

Claims

1.一种直流微电网稳定控制方法，其特征在于，直流微电网为光储微电网系统，包括4个部分：

(1)作为供电单元的带光伏阵列的Boost变换器；

(3)直流负载，为带电阻的Buck变换器，为恒功率负载；

(4)电阻负载；

Boost变换器的闭环传递函数为:

其中：

(i)为Boost变换器的输出电压的扰动；为参考电压的扰动；为输入电压的扰动；为输出电流的扰动；Z_vt为输出电流反馈控制环节的电流反馈系数；

(ii)F_bt'(s)为准PID控制下的Boost变换器的开环传递函数；有

为Boost变换器输出电压的稳态值；

G_pidt(s)为Boost变换器的准PID控制器的传递函数，表达式为：K_P+K_I/s+K_Ds/(T_ss+1)；T_s为采样时间；K_P、K_I和K_D分别为准PID控制器比例、积分和微分系数；(iii)G_{vd_bt}(s)为Boost变换器的控制量到Boost变换器的输出电压之间的传递函数：

和为Boost变换器的输出电压、输入电流和占空比的稳态值；

Boost变换器稳态工作点：

Boost变换器的结构参数：Z_bt为负载阻值；L_bt为滤波电感值，r_lbt为滤波电感的内阻值；C_bt为滤波电容值；r_cbt为滤波电容的内阻值；

为输入电压的稳态值；

(v)Z_btout(s)为Boost变换器的输出阻抗的传递函数：

2.根据权利要求1所述的直流微电网稳定控制方法，其特征在于，直流微网母线电压的影响因素包括参考电压扰动输入电压扰动输出电流扰动通过控制使得参考电压扰动到输出电压扰动的闭环传递函数是无源的，输入电压扰动到输出电压扰动的闭环传递函数是无源的，输出电流到参考电压扰动的闭环传递函数是无源的，则保证了直流微网母线电压在三种扰动下都是稳定的。

3.根据权利要求1或2所述的直流微电网稳定控制方法，其特征在于，光伏系统的Boost电路硬件参数为L_bt＝1mH、r_lbt＝0.05Ω、C_bt＝400μF、r_cbt＝0.004Ω，稳态工作点为控制参数为Z_vt＝0.01、K_P＝0.1、K_I＝15、K_D＝5×10^-5；储能系统的Boost电路硬件参数为L_bt＝1.5mH、r_lbt＝0.06Ω、C_bt＝300μF、r_cbt＝0.003Ω，稳态工作点为控制参数为Z_vt＝0.01、K_P＝0.3、K_I＝18、K_D＝5×10^-5。