CN106602196B - 支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器及其设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器及其设计方法，该功率分配器包含顶层向内折叠的微带分支线，四条端口线；介于顶层和中间层金属地之间的介质基板；中间层的金属地以及刻在其上的四条开槽；底层微单元以及若干个沿着微带单元边缘分布的金属化过孔、介质基板。微带分支线、四条端口线、介质基板和中间层金属地用来构成微波频段的定向耦合器。中间层的四条开槽用于抑制微带线耦合器在毫米波频段的谐波和激励毫米波电路。底层微单元以及若干个沿着微带单元边缘分布的金属化过孔、介质基板构成毫米波频段的功率分配器。微波和毫米波频段的器件可独立工作互不影响，可实现任意的频率比、任意的耦合因数和功率分配形式。

Description

支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器及其设计方法

技术领域

本发明涉及微波、毫米波通信中使用的功率分配器领域，更具体地，涉及一种支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器及其设计方法。

背景技术

移动互联网颠覆了传统移动通信业务模式，为用户提供前所未有的使用体验，深刻影响着人们工作生活的方方面面。物联网扩展了移动通信的服务范围，从人与人通信延伸到物与物、人与物智能互联，使移动通信技术渗透至更加广阔的行业和领域。为了应对未来爆炸性的移动数据流量增长、海量的设备连接、不断涌现的各类新业务和应用场景，发展第五代移动通信(5G)技术已成为一个必然趋势。为此，2013年2月，中国工业和信息化部、国家发展和改革委员会、科学技术部联合成立了IMT-2020(5G)推进组。2014年5月，IMT-2020(5G)推进组发布了第一份5G白皮书——《5G愿景与需求白皮书》。该白皮书指出，5G需要具备比4G更高的数据传输速率以及频谱效率。传统移动通信系统的工作频段主要集中在3GHz以下，这使得频谱资源十分拥挤，而在高频段(如毫米波频段)可用频谱资源丰富，能够有效缓解频谱资源紧张的现状，可以实现极高速短距离通信，支持5G容量和传输速率等方面的需求。因此我国的5G频谱将会是6GHz以下的微波频段加上毫米波高频段的组合。与此同时，随着支持全高清(FHD)视频流媒体和4K视频的移动设备逐渐成为主流，消费者对数据带宽的需求持续成倍数增长，现有的WIFI等室内无线通信技术已不能满足人们对带宽的要求，未来室内无线通信迫切需要一种新的高速无线传输技术。因此WiGig联盟与WiFi联盟共同提出IEEE 802.11ad标准，引入60G毫米波频段以解决现有无线局域网频谱拥挤以及传输速率不足等问题。根据标准约定，802.11ad通信系统需要在2.4/5/60G三个频段上随意切换。上述两个场景中所需要的微波和毫米波协同工作给下一代无线通信系统的实现带来巨大挑战。对于网络侧，需要满足异构组网，支持系统兼容，满足系统间切换漫游等。对于设备而言，硬件设备需要同时支持微波频段和毫米波频段。因此无线通信系统的重要组件譬如天线、有源电路、无源电路等都需要同时支持微波和毫米波这两个频段。但是现有的双频/多频结构仅限于单一频段工作制式，不能满足上述要求。因此只能通过采用两套分别独立工作在微波和毫米波频段的系统来进行切换，但随之带来的是更大的尺寸、更高的成本、劣化的性能，这不满足现代通信系统在小型化、低成本、高性能等方面的要求。

随着无线通信技术的迅猛发展，兼容多个通信标准的通信系统以其低成本、高兼容性等优势成为无线通信发展的必然趋势，因而系统中的各个重要电路组件亦需要同时支持多个工作频率。当枝节加载在一个单频电路上可产生两个工作模式，因此该结构被用于实现双频滤波器，并应用到功分器，耦合器等器件上。而耦合线结构本身具备双频特性也可用以实现双频功分器和耦合器等。除此之外，可利用共面波导(CPW)馈电结构的独特性，同时对基于不同介电常数介质基板的两个单元进行馈电，从而实现双频带通滤波器。采用加载不同缝隙的两个片状单元结合共面波导馈电结构来实现双频工作。为进一步提高系统的集成度，相关的组件也相应扩展到三频工作制式。除此之外，申请人通过在片状单元上加载互补开口谐振环实现可在两个工作频率上提供不同功分比的双频正交耦合器。以上各种双频/三频结构所能提供的最大工作频率比大约为4，并不足以同时覆盖微波和毫米波两个频段，无法应对下一代无线通信微波毫米波协同工作的要求。

发明内容

本发明提供一种支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器，该功率分配器克服传统双频/多频功率分配器频率比受限、无法满足未来微波毫米波波段协同工作的需求。

为了达到上述技术效果，本发明的技术方案如下：

一种支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器，包括从上至下依次排布的五层结构：第一层为微带分支线，第二层为第一基板，第三层为金属地层，第四层为第二基板，第五层为微带单元；其中，第三层金属地层上刻有四条开槽，第三层金属地层上设置有加载金属化过孔的“十”字形基片集成波导结构。

进一步地，所述微带分支线包括四条端口线A1-A4，微带开路支节B1-B4、微带低阻抗扇形片状单元C1-C4和四条微带分支线D1-D4；微带开路支节B1-B4分别并联在四条端口线A1-A4上，微带低阻抗扇形片状单元C1-C4分别加载在四条端口线A1-A4上；第一层的微带分支线、第二层的第一基板和第三层的金属地以及金属地上的四条开槽一同构成工作于微波波段的正交耦合器。

进一步地，所述“十”字形基片集成波导结构构成毫米波波段的正交耦合器，它由第三层金属地以及刻在金属地上的四条开槽、第四层的介质基板、第五层的微带单元和金属化过孔组成。

进一步地，所述支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器由工作于微波段和毫米波波段的功率分配器组成；微波、毫米波频段的功率分配器共用同一金属地，金属地上的四条开槽可在抑制微波器件在毫米波频段谐波的同时，还能激励起毫米波功率分配器的响应。

进一步地，所述四条端口线A1-A4中，A1与A3共线，A2与A4共线，两组端口线互相垂直，四条并联在端口线A1-A4上的微带开路支节B1-B4分别处于金属地上四条开槽的正上方，其大小一致、尺寸也与开槽相同。

进一步地，所述金属化过孔由若干圆心距离第五层微带单元边缘2*R_via mm用于构成基片集成波导结构的金属化过孔H，16个用于调节端口阻抗匹配的金属化过孔F1-F4和两个用于调节毫米波耦合器耦合系数的金属化过孔G1-G2组成；金属化过孔H、F1-F4以四条端口线A1-A4所在直线为对称轴，均匀且对称地分布，金属化过孔G1-G2沿着对称轴交点呈中心对称分布；所有金属化过孔大小相同，其一端与第三层金属地相接，另一端与第五层微带单元相接。

进一步地，所述微波和毫米波频段的功率分配器其响应互相独立，互不影响，可任意设置微波、毫米波频段的工作频率；可独立设计微波、毫米波段的功率分配功能包括但不限于微波波段可由单频正交耦合器替换成双频正交耦合器并且不会对毫米波器件的响应有影响，毫米波波段的正交耦合器可单独设计成不同功分比的毫米波正交耦合器或者是三端口的功分器并且不会对微波器件的响应有影响。

进一步地，所述微带分支线和“十”字形基片集成波导结构，均采用微带工艺分别固定在第一基板和第二基板上，第一基板和第二基板均为介质材料基板，介质基板均采用厚度为0.254mm的Rogers RT/Duroid 5880材料，其介电常数为2.2。

进一步地，所述金属地层为铺满良导体的金属地层。

一种设计支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器的方法，包括以下步骤：

S1：设计工作于微波波段的耦合器，根据所需的微波波段中心频率，介质基板的相对介电常数，计算经典微带分支线耦合器各分支端口线D1-D4的线宽和长度，其中，D1与D3尺寸相同、D2与D4尺寸相同，向内折叠分支线使结构紧凑；

S2：设置端口线上的四个微带低阻抗扇形片状单元C1-C4的长度为毫米波频段中心频率时的四分之一波长，设置金属地上的四条开槽E1-E4的初始长度为毫米波频段中心频率时的半波长，保持开槽的宽度相对较窄以降低电磁信号从微带线经由开槽传输到基片集成波导内可能存在的辐射损耗；

S3：在不加入毫米波电路的情况下，微调四条开槽E1-E4的尺寸、位置以使得微波电路在目标毫米波频段处有较好的谐波抑制效果；

S4：设计工作于毫米波波段的功率分配器，计算毫米波频率下的基片集成波导的宽度，设置四条基片集成波导臂的初始长度为毫米波频段中心频率时的一个波长，微调开槽E1-E4和感性金属化过孔F1-F4、G1-G2的位置以得到毫米波波段的目标功分比和阻抗匹配。

与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：

本发明提出了能够同时对微带电路和基片集成波导单元这两类单元同时进行馈电的方法，它可在抑制微波器件在毫米波频段谐波的同时，还能激励起基片集成波导结构的毫米波功率分配器的响应，填补了微波毫米波频段协同工作馈电理论上的空白。基于具备高灵活性的馈电方法和简单结构的微波/毫米波功率分配电路通用单元，实现各种可同时覆盖微波和毫米波波段的双频/多频功率分配组件。此类功率分配器件能同时覆盖微波和毫米波两个频段，能够满足下一代无线通信微波毫米波协同工作的要求，该功率分配器具有可任意设置的频率比，可同时覆盖微波毫米波频段；微波和毫米波两个频段互相独立工作，便于设计，其电路的形式灵活多样；结构紧凑、加工成本低。

附图说明

图1为本发明实施例侧面结构示意图；

图2为本发明所提出的开槽馈电传输模型3D示意图；

图3为本发明所提出的开槽馈电传输模型在移除基片集成波导结构时开槽线抑制微带传输线谐波的仿真结果；

图4为本发明所提出的开槽馈电传输模型在移除/保留基片集成波导结构时传输模型在毫米波频段的仿真响应对比图；

图5为本发明所提出的开槽馈电传输模型内部电场转换示意图；

图6为本发明所提出的开槽馈电传输模型中基片集成波导TE10模式被激励的电场强度分布图；

图7为本发明所提出的开槽馈电传输模型中基片集成波导的宽度和开槽线的长度随频率变化的计算结果图示；

图8为本发明实施例中电路I(中心频率为0.9和30GHz的双频3dB耦合器)的3D结构示意图；

图9为本发明实施例中电路I的电路参数标注示意图；

图10为本发明实施例中电路I在微波段(中心频率为0.9GHz)的仿真和测量的幅度响应对比图；

图11为本发明实施例中电路I在微波段(中心频率为0.9GHz)的仿真和测量的相位响应对比图；

图12为本发明实施例中电路I无基片集成波导电路时开槽线对微波电路在毫米波波段(30GHz)谐波抑制效果的仿真和测量结果；

图13为本发明实施例中电路I在毫米波波段(中心频率为30GHz)的仿真和测量的幅度响应对比图；

图14为本发明实施例中电路I在毫米波波段(中心频率为30GHz)的仿真和测量的相位响应对比图；

图15为本发明实施例中电路II(中心频率0.9GHz处3dB和30GHz处10dB的双频耦合器)的3D结构示意图；

图16为本发明实施例中电路II的电路参数标注示意图；

图17为本发明实施例中电路I和II的详细尺寸说明；

图18为本发明实施例中电路II在微波段(中心频率为0.9GHz)的仿真和测量的幅度响应对比图；

图19为本发明实施例中电路II在微波段(中心频率为0.9GHz)的仿真和测量的相位响应对比图；

图20为本发明实施例中电路II无基片集成波导电路时开槽线对微波电路在毫米波波段(30GHz)谐波抑制效果的仿真和测量结果；

图21为本发明实施例中电路II在毫米波波段(中心频率为30GHz)的仿真和测量的幅度响应对比图；

图22为本发明实施例中电路II在毫米波波段(中心频率为30GHz)的仿真和测量的相位响应对比图；

图23为本发明实施例中电路III(中心频率0.9、2.4GHz处3dB和30GHz处3dB的三频耦合器)的3D结构示意图；

图24为本发明实施例中电路III的电路参数标注示意图；

图25为本发明实施例中电路III的详细尺寸说明；

图26为本发明实施例中电路III在微波段(中心频率为0.9和2.4GHz)的仿真和测量的幅度响应对比图；

图27为本发明实施例中电路III在微波段(中心频率为0.9和2.4GHz)的仿真和测量的相位响应对比图；

图28为本发明实施例中电路III无基片集成波导电路时开槽线对微波电路在毫米波波段(30GHz)谐波抑制效果的仿真和测量结果；

图29为本发明实施例中电路III在毫米波波段(中心频率为30GHz)的仿真和测量的幅度响应对比图；

图30为本发明实施例中电路III在毫米波波段(中心频率为30GHz)的仿真和测量的相位响应对比图；

图31为本发明实施例中电路IV(中心频率0.9GHz处为3dB耦合器和30GHz处3dB的功分器)的3D结构示意图；

图32为本发明实施例中电路IV的电路参数标注示意图；

图33为本发明实施例中电路IV的详细尺寸说明；

图34为本发明实施例中电路IV在微波段(中心频率为0.9GHz)的仿真和测量的幅度响应对比图；

图35为本发明实施例中电路IV在微波段(中心频率为0.9GHz)的仿真和测量的相位响应对比图；

图36为本发明实施例中电路IV无基片集成波导电路时开槽线对微波电路在毫米波波段(中心频率为29GHz)谐波抑制效果的仿真和测量结果；

图37为本发明实施例中电路IV在毫米波波段(中心频率为29GHz)的仿真和测量的幅度响应对比图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；

对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

实施例1

如图1-8所示，一种支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器，包括从上至下依次排布的五层结构：第一层为微带分支线101，第二层为第一基板102，第三层为金属地层103，第四层为第二基板104，第五层为微带单元105；其中，第三层金属地层103上刻有四条开槽106，第三层金属地层103上设置有加载金属化过孔200的“十”字形基片集成波导结构300。

微带分支线101由四条端口线A1、A2、A3、A4，四条分别并联在端口线上的微带开路支节B1、B2、B3、B4，四个分别加载在端口线上的微带低阻抗扇形片状单元C1、C2、C3、C4和四条微带分支线D1、D2、D3、D4组成。第一层的微带分支线101、第二层的第一基板102和第三层的金属地103以及金属地上的四条开槽106一同构成工作于微波波段的正交耦合器。

“十”字形基片集成波导结构300构成工作于毫米波波段的正交耦合器，它由第三层金属地103以及刻在金属地上的四条开槽106、第四层的介质基板104、第五层的微带单元105和金属化过孔200组成。

支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器由工作于微波段和毫米波波段的功率分配器组成。微波、毫米波频段的功率分配器共用同一金属地103，金属地上的四条开槽106可在抑制微波器件在毫米波频段谐波的同时，还能激励起毫米波功率分配器的响应。

为进一步说明本发明所提出的开槽馈电方法的原理和特点，本发明首先提出一种简化的开槽馈电传输模型3D示意图，如图2所示。模型中使用的介质基板1和2均为均采用厚度为0.254mm的Rogers RT/Duroid 5880材料，其介电常数为2.2。在移除模型中TE₁₀模基片集成波导结构后，金属地上的开槽属于缺陷地结构的一种，具有良好的带阻特性，当它以半波长谐振在毫米波频段时，可以很好地抑制微带传输线在毫米波频段(25-35GHz)的谐波，其仿真的幅度响应如图3所示。半波长谐振的开槽线的长度可用如下公式计算：

其中，ε_r1和ε_r2分别表示两块介质基板的相对介电常数，C表示真空中的光速，f₀表示开槽的谐振频率。

保留模型中TE₁₀模基片集成波导结构，金属地上的开槽可以顺利将毫米波信号从微带线传输至基片集成波导结构，并能在另一端将信号从基片集成波导回传至微带线，其仿真的幅度响应如图4所示。图5为本发明所提出的开槽馈电传输模型内部电场转换示意图。图6为本发明所提出的开槽馈电传输模型中基片集成波导TE₁₀模式被激励的电场强度分布图。结合图3、图4和图6，可以确定，本发明所提出的开槽馈电方法可在抑制微波器件在毫米波频段谐波的同时，还能激励起毫米波TE₁₀模基片集成波导的响应。TE₁₀模基片集成波导的参数可由如下公式得到：

其中，ε_r表示介质基板的相对介电常数，C表示真空中的光速，f_c表示TE₁₀模基片集成波导的3dB截止频率，s表示两个金属化过孔圆心之间的距离，d表示金属化过孔的直径。基片集成波导的宽度L_SIW约为2*W_SIW。图7所示为TE₁₀模基片集成波导能很好地被激励时的宽度W_SIW与开槽长度L_SIW随频率变换的曲线，可由公式(1)和(2)计算所得。在图7中，从20到100GHz的频率范围内，L_SIW始终保持小于并且接近进W_SIW，进一步说明了开槽和TE₁₀模基片集成波导结构在物理尺寸上的兼容性。

基于此馈电方法，本发明设计了一系列共四种支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器。它们分别是：电路I——0.9GHz和30GHz的双频3dB耦合器；电路II——0.9GHz处3dB和30GHz处10dB的双频耦合器；电路III——0.9、2.4GHz处3dB和30GHz处3dB的三频耦合器；电路IV——0.9GHz处为3dB耦合器和30GHz处3dB的功分器。

电路I具体实施方式：

结合图8和图9所示，所述四条端口线A1、A2、A3、A4中，A1与A3共线，A2与A4共线，两组端口线互相垂直，其宽度表示为W₀。四条并联在端口线上的微带开路支节B1、B2、B3、B4分别处于金属地103上四条开槽106的正上方，其大小一致、尺寸也与开槽相同,长度记为L_s、宽度记为W_s。

金属化过孔200由若干圆心距离第五层微带单元105边缘2*Rvia mm用于构成基片集成波导结构的金属化过孔H，16个用于调节端口阻抗匹配的金属化过孔F1、F2、F3、F4和两个用于调节毫米波耦合器耦合系数的金属化过孔G1、G2组成。金属化过孔H、F1、F2、F3、F4沿着四条端口线A1、A2、A3、A4所在直线为对称轴，均匀且对称地分布，金属化过孔G1、G2沿着对称轴交点呈中心对称分布。所有金属化过孔大小相同，其一端与第三层金属地103相接，另一端与第五层微带单元105相接。

微波和毫米波频段的耦合器其响应互相独立，互不影响，具有极大的设计灵活性度：可任意设置微波、毫米波频段的工作频率；可独立设计微波、毫米波段的耦合器。

微带分支线101和“十”字形基片集成波导结构300，均采用微带工艺分别固定在第一基板102和第二基板104上，第一基板102、第二基板104均为介质材料基板，在本实施方案中，介质基板均采用厚度为0.254mm的Rogers RT/Duroid 5880材料，其介电常数为2.2。

金属地层103为铺满良导体的金属地。

一种微波毫米波频段协同工作的双频耦合器的设计方法：首先是设计工作于微波波段的耦合器，根据所需的微波波段中心频率，介质基板的相对介电常数，计算经典微带分支线耦合器各分支线D1、D2、D3、D4的线宽和长度，其中，D1与D3尺寸相同、D2与D4尺寸相同。向内折叠分支线使结构紧凑。设置端口线上的四个微带低阻抗扇形片状单元C1、C2、C3、C4的长度为毫米波频段中心频率时的四分之一波长，设置金属地103上的四条开槽E1、E2、E3、E4的初始长度为毫米波频段中心频率时的半波长，保持开槽的宽度相对较窄以降低电磁信号从微带线经由开槽传输到基片集成波导内可能存在的辐射损耗。在不加入毫米波电路的情况下，借助商业电磁仿真软件(HFSS)微调开槽的尺寸、位置以使得微波电路在目标毫米波频段处有较好的谐波抑制效果。然后是设计工作于毫米波波段的耦合器，使用公式②计算毫米波频率下TE₁₀模式的基片集成波导的宽度，设置四条基片集成波导臂的初始长度为毫米波频段中心频率时的一个波长。最后，在仿真软件中将毫米波基片集成波导电路添加到微波电路模型中，微调开槽E1、E2、E3、E4和感性金属化过孔F1、F2、F3、F4、G1、G2的位置以得到毫米波波段的目标功分比和良好的阻抗匹配。

上述电路的参数如图18所示。

参照图10和图11，此时，电路I微波段的中心频率0.87GHz处输出端口2、3之间的相位差为87.3°，测量的S参数为S₁₁＝-29.4dB，S₂₁＝-3.3dB，S₃₁＝-3.3dB，S₄₁＝-36.9dB。

参照图12，电路I在移除TE₁₀模的基片集成波导结构时，金属地上的开槽能很好地抑制微波电路在毫米波频段的谐波。从27到33GHz，测量的S参数为S₁₁＞-1dB，S₂₁、S₃₁、S₄₁均小于-25dB。

参照图13和图14，此时，电路I毫米波波段的中心频率29.8GHz处输出端口2、3之间的相位差为86.7°，测量的S参数为S₁₁＝-43.8dB，S₂₁＝-5.4dB，S₃₁＝-5.2dB，S₄₁＝-25.4dB。

上述所有结果均在真实环境下通过网络分析仪测得。通过以上仿真和测试对比图可以发现，仿真和实测曲线的吻合度较高，表明了本发明的方案切实可行。

电路II具体实施方式：

为体现本发明电路I所提出结构其微波和毫米波频段的耦合器的响应互相独立，互不影响的特点。电路II的具体实施方式是在电路I的设计基础之上，通过在基片集成波导结构的感性耦合窗的中心添加一个感性金属化过孔，可独立设计不同耦合因数的毫米波耦合器，而微波电路的结构、尺寸保持基本不变。

对比电路I的结构，结合图15和图16所示，电路II与电路I唯一不同之处在于：电路II所述金属化过孔200在以四条端口线A1、A2、A3、A4所在直线为对称轴的交点上多了一个金属化过孔G3。因此，在具体实施方式上的，电路II的其它实施方式与电路I相同。

上述电路II的具体参数如图17所示。

参照图18和图19，此时，电路II微波段的中心频率0.87GHz处输出端口2、3之间的相位差为87.9°，测量的S参数为S₁₁＝-30.7dB，S₂₁＝-3.3dB，S₃₁＝-3.3dB，S₄₁＝-31.7dB。

参照图20，电路II在移除TE₁₀模的基片集成波导结构时，金属地上的开槽能很好地抑制微波电路在毫米波频段的谐波。从27到33GHz，测量的S参数为S₁₁＞-1dB，S₂₁、S₃₁、S₄₁均小于-25dB。

参照图21和图22，此时，电路II毫米波波段的中心频率29.8GHz处输出端口2、3之间的相位差为87.4°，测量的S参数为S₁₁＝-28.3dB，S₂₁＝-2.9dB，S₃₁＝-10.8dB，S₄₁＝-28.1dB。

上述所有结果均在真实环境下通过网络分析仪测得。通过以上仿真和测试对比图可以发现，仿真和实测曲线的吻合度较高。对比电路I的仿真和测试结果可以发现，在30GHz处，电路II在端口2上的耦合因数变成的10dB，而两个电路在0.9GHz处的电路的结构、尺寸、频率响应基本相同。因此，可独立设计毫米波耦合器得到不同的耦合因数，而对微波电路的工作无影响，表明了本发明的方案切实可行。

电路III具体实施方式：

为进一步体现本发明电路I所提出结构其微波和毫米波频段的耦合器的响应互相独立，互不影响的特点。电路III的是在电路I的设计基础之上，保持30GHz处的毫米波耦合器结构尺寸不变化，在微波分支线耦合器的四个端口位置各添加一条开路微带支节线，将单频的微波耦合器改造成双频(0.9和2.4GHz)耦合器,具体实施时的电路结构如图23、图24所示。

对比电路I的结构，结合图23和图24所示，电路III与电路I的不同之处在于：电路III所述微带分支线101由四条端口线A1、A2、A3、A4，四条分别并联在端口线上的微带开路支节B1、B2、B3、B4,四个分别加载在端口线上的微带低阻抗扇形片状单元C1、C2、C3、C4和四条微带分支线D1、D2、D3、D4,以及加载在微带低阻抗扇形片状单元与微带分支线连接处的四条微带开路支节线S1、S2、S3、S4组成。微带开路支节线的长度记为L_stub、宽度记为W_stub。第一层的微带分支线101、第二层的基板102和第三层的金属地103以及金属地上的四条开槽106一同构成工作于微波波段的双频正交耦合器。

一种支持微波毫米波频段协同工作的功三频耦合器的设计方法：首先是设计工作于微波波段的耦合器，根据所需的微波波段两个频段的中心频率f₁和f₂、介质基板的相对介电常数，由如下公式③分别计算该双频耦合器各分支线D1、D2、D3、D4以及开路支节线S1、S2、S3、S4的线宽和长度：

其中，D1与D3尺寸相同、D2与D4尺寸相同，四条开路支节线S1、S2、S3、S4尺寸相同。Z₁、Z₂和Z_stub分别表示D1与D3、D2与D4和四条开路支节线S1、S2、S3、S4的特性阻抗。当f₁＝0.9GHz、f₂＝2.4GHz时，可由公式③计算得到：Z₁＝46.8Ω、Z₂＝66.2Ω和Z_stub＝36.5Ω。取各微带分支线和开路支节线的长度均为0.5*(f₁+f₂)频率处的四分之一波长，并按照图24所示结构向内折叠分支线使结构紧凑。设置端口线上的四个微带低阻抗扇形片状单元C1、C2、C3、C4的长度为毫米波频段中心频率时的四分之一波长，设置金属地103上的四条开槽E1、E2、E3、E4的初始长度为毫米波频段中心频率时的半波长，保持开槽的宽度相对较窄以降低电磁信号从微带线经由开槽传输到基片集成波导内可能存在的辐射损耗。在不加入毫米波电路的情况下，借助商业电磁仿真软件(HFSS)微调开槽的尺寸、位置以使得微波电路在目标毫米波频段处有较好的谐波抑制效果。然后是设计工作于毫米波波段的耦合器，使用公式②计算毫米波频率下TE₁₀模式的基片集成波导的宽度，设置四条基片集成波导臂的初始长度为毫米波频段中心频率时的一个波长。最后，在仿真软件中将毫米波基片集成波导电路添加到微波电路模型中，微调开槽E1、E2、E3、E4和感性金属化过孔F1、F2、F3、F4、G1、G2的位置以得到毫米波波段的目标功分比和良好的阻抗匹配。

上述电路的参数如图25所示。

参照图26和图27，此时，电路III微波段的第一频带的中心频率0.88GHz处输出端口2、3之间的相位差为86.9°，测量的S参数为S₁₁＝-20.3dB，S₂₁＝-3.5dB，S₃₁＝-3.5dB，S₄₁＝-19.5dB。微波段的第二频带的中心频率2.37GHz处输出端口2、3之间的相位差为93.8°，测量的S参数为S₁₁＝-20.6dB，S₂₁＝-4.0dB，S₃₁＝-4.2dB，S₄₁＝-18.8dB。

参照图28，电路III在移除TE₁₀模的基片集成波导结构时，金属地上的开槽能很好地抑制微波电路在毫米波频段的谐波。从27到33GHz，测量的S参数为S₁₁＞-1dB，S₂₁、S₃₁、S₄₁均小于-25dB。

参照图29和图30，此时，电路III毫米波波段的中心频率29.7GHz处输出端口2、3之间的相位差为85.5°，测量的S参数为S₁₁＝-18.7dB，S₂₁＝-5.3dB，S₃₁＝-5.3dB，S₄₁＝-18.3dB。

上述所有结果均在真实环境下通过网络分析仪测得。通过以上仿真和测试对比图可以发现，仿真和实测曲线的吻合度较高。对比电路I的仿真和测试结果可以发现，在微波频段，电路III相比较与电路I，由一个单频耦合器更换为一个双频耦合器，两个频带具有很好的隔离，并且两个电路在30GHz处的电路的结构、尺寸、频率响应基本相同。因此，可独立设计微波耦合器得到不同频带数量的的耦合器，而对毫米波电路的工作无影响，表明了本发明的方案切实可行。

电路VI具体实施方式：

基于电路I、II和III，可以证实本发明所提出的开槽馈电方法使得其微波和毫米波频段的响应互相独立，互不影响。为进一步体现该结构的灵活性，在电路I的设计基础之上，将四端口的基片集成波导耦合器替换成三端口的功分器，独立设计不同功能的毫米波功率分配器，而微波电路的结构、尺寸保持基本不变。

对比电路I的结构，结合图31和图32所示，电路VI与电路I不同之处在于：电路VI所述第三层金属地层103上设置有加载金属化过孔200的”T”字形基片集成波导结构300。

微带分支线101由四条端口线A1、A2、A3、A4，四个分别加载在端口线上的微带低阻抗扇形片状单元C1、C2、C3、C4和四条微带分支线D1、D2、D3、D4组成。第一层的微带分支线101、第二层的基板102和第三层的金属地103以及金属地上的四条开槽106一同构成工作于微波波段的正交耦合器。

“T”字形基片集成波导结构300构成工作于毫米波波段的3dB功分器，它由第三层金属地103以及刻在金属地上的四条开槽106(其中一条在基片集成波导结构外部)、第四层的介质基板104、第五层的微带单元105和金属化过孔200组成。

金属化过孔200由若干圆心距离第五层微带单元105边缘2*Rvia mm用于构成基片集成波导结构的金属化过孔H，2个用于调节端口阻抗匹配的金属化过孔F组成。金属化过孔关于端口线A1所在直线为对称轴，均匀且对称地分布，基片集成波导臂的宽度均为W_SIW，金属化过孔F沿着端口线A3所在直线均匀分布，其距离波导壁的距离记为W₄。所有金属化过孔大小相同，其一端与第三层金属地103相接，另一端与第五层微带单元105相接。

一种微波波段为耦合器，毫米波波段为功分器的新型双频功率分配器的设计方法：首先是设计工作于微波波段的耦合器，其设计过程与电路I相同。然后是设计工作于毫米波波段的3dB功分器，使用公式②计算毫米波频率下TE₁₀模式的基片集成波导的宽度，设置三条基片集成波导臂的初始长度为毫米波频段中心频率时的半个波长。最后，在仿真软件中将毫米波基片集成波导功分器添加到微波电路模型中，微调开槽E1、E2、E3、E4和感性金属化过孔F的位置以得到毫米波波段等功分比和良好的阻抗匹配。

上述电路IV的具体参数如图33所示，加工成型的电路实物图如图37所示。

参照图34和图35，此时，电路IV微波段的中心频率0.87GHz处输出端口2、3之间的相位差为90.2°，测量的S参数为S₁₁＝-28.6dB，S₂₁＝-3.2dB，S₃₁＝-3.4dB，S₄₁＝-35.1dB。

参照图36，电路IV在移除TE₁₀模的基片集成波导结构时，金属地上的开槽能很好地抑制微波电路在毫米波频段的谐波。从26到32GHz，测量的S参数为S₁₁＞-1dB，S₂₁、S₃₁、S₄₁均小于-20dB。

参照图37，此时，电路II毫米波波段的中心频率为28.9GHz，测量的S参数为S₁₁＝-19.1dB，S₂₁＝-5.0dB，S₃₁＝-35.7dB，S₄₁＝-5.0dB。

上述所有结果均在真实环境下通过网络分析仪测得。通过以上仿真和测试对比图可以发现，仿真和实测曲线的吻合度较高。对比电路I的仿真和测试结果可以发现，在毫米波频段，电路IV的两个输出端口为端口2、端口4，与电路I中的耦合器并不相同，而且两个端口之间的相位差也由电路I中的正交关系变为零。因此，可独立设计不同功能的毫米波功率分配器，而微波电路的结构、尺寸保持基本不变，表明了本发明的方案切实可行。

以上是对本发明一种支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器的四个具体实施例的详细介绍。本发明运用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

相同或相似的标号对应相同或相似的部件；

附图中描述位置关系的用于仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器，其特征在于，包括从上至下依次排布的五层结构：第一层为微带分支线(101)，第二层为第一基板(102)，第三层为金属地层(103)，第四层为第二基板(104)，第五层为微带单元(105)；其中，第三层金属地层(103)上刻有四条开槽(106)，第三层金属地层(103)上设置有加载金属化过孔(200)的“十”字形基片集成波导结构(300)；

所述微带分支线(101)包括四条端口线A1-A4，微带开路支节B1-B4、微带低阻抗扇形片状单元C1-C4和四条微带分支线D1-D4；微带开路支节B1-B4分别并联在四条端口线A1-A4上，微带低阻抗扇形片状单元C1-C4分别加载在四条端口线A1-A4上；第一层的微带分支线(101)、第二层的第一基板(102)和第三层的金属地(103)以及金属地上的四条开槽(106)一同构成工作于微波波段的正交耦合器。

2.根据权利要求1所述的支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器，其特征在于，所述“十”字形基片集成波导结构(300)构成毫米波波段的正交耦合器，它由第三层金属地(103)以及刻在金属地上的四条开槽(106)、第四层的介质基板(104)、第五层的微带单元(105)和金属化过孔(200)组成。

3.根据权利要求1所述的支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器，其特征在于，所述支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器由工作于微波段和毫米波波段的功率分配器组成；微波、毫米波频段的功率分配器共用同一金属地(103)，金属地上的四条开槽(106)可在抑制微波器件在毫米波频段谐波的同时，还能激励起毫米波功率分配器的响应。

4.根据权利要求1所述的支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器，其特征在于，所述四条端口线A1-A4中，A1与A3共线，A2与A4共线，两组端口线互相垂直，四条并联在端口线A1-A4上的微带开路支节B1-B4分别处于金属地(103)上四条开槽(106)的正上方，其大小一致、尺寸也与开槽相同。

5.根据权利要求2所述的支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器，其特征在于，所述金属化过孔(200)由若干圆心距离第五层微带单元(105)边缘2*R_viamm用于构成基片集成波导结构的金属化过孔H，16个用于调节端口阻抗匹配的金属化过孔F1-F4和两个用于调节毫米波耦合器耦合系数的金属化过孔G1-G2组成；金属化过孔H、F1-F4以四条端口线A1-A4所在直线为对称轴，均匀且对称地分布，金属化过孔G1-G2沿着对称轴交点呈中心对称分布；所有金属化过孔大小相同，其一端与第三层金属地(103)相接，另一端与第五层微带单元(105)相接。

6.根据权利要求3所述的支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器，其特征在于，所述微波和毫米波频段的功率分配器其响应互相独立，互不影响，可任意设置微波、毫米波频段的工作频率；可独立设计微波、毫米波段的功率分配功能包括但不限于微波波段可由单频正交耦合器替换成双频正交耦合器并且不会对毫米波器件的响应有影响，毫米波波段的正交耦合器可单独设计成不同功分比的毫米波正交耦合器或者是三端口的功分器并且不会对微波器件的响应有影响。

7.根据权利要求1所述的支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器，其特征在于，所述微带分支线(101)和“十”字形基片集成波导结构(300)，均采用微带工艺分别固定在第一基板(102)和第二基板(104)上，第一基板(102)和第二基板(104)均为介质材料基板，介质基板均采用厚度为0.254mm的Rogers RT/Duroid 5880材料，其介电常数为2.2。

8.根据权利要求1所述的支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器，其特征在于，所述金属地层(103)为铺满良导体的金属地层。

9.一种设计如权利要求1-8任一项所述的支持微波毫米波频段协同工作的功率分配器的方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1：设计工作于微波波段的耦合器，根据所需的微波波段中心频率，介质基板的相对介电常数，计算经典微带分支线耦合器各分支端口线D1-D4的线宽和长度，其中，D1与D3尺寸相同、D2与D4尺寸相同，向内折叠分支线使结构紧凑；

S2：设置端口线上的四个微带低阻抗扇形片状单元C1-C4的长度为毫米波频段中心频率时的四分之一波长，设置金属地(103)上的四条开槽E1-E4的初始长度为毫米波频段中心频率时的半波长，保持开槽的宽度相对较窄以降低电磁信号从微带线经由开槽传输到基片集成波导内可能存在的辐射损耗；

S3：在不加入毫米波电路的情况下，微调四条开槽E1-E4的尺寸、位置以使得微波电路在目标毫米波频段处有较好的谐波抑制效果；

S4：设计工作于毫米波波段的功率分配器，计算毫米波频率下的基片集成波导的宽度，设置四条基片集成波导臂的初始长度为毫米波频段中心频率时的一个波长，微调开槽E1-E4和感性金属化过孔F1-F4、G1-G2的位置以得到毫米波波段的目标功分比和阻抗匹配。