CN106537688B - 用于简单2d相位模式使能的波束转向的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于操作波束转向系统的方法，该方法包括：接收要跟踪的信号，从所述接收的信号生成第一相位模式信号、第二相位模式信号和第三相位模式信号；根据所述相位模式信号，生成第一中间辅助信号、第二中间辅助信号和第一中间主信号。该方法还包括，从所述第一中间主信号及第一辅助信号获得与所述接收的信号的周向转向角成比例的第一转向信号；以及从该第二中间辅助信号和该第一中间主信号获得与所述接收的信号的径向转向角成比例的第二转向信号。

Description

用于简单2D相位模式使能的波束转向的系统和方法
技术领域
本公开基本涉及天线与电磁辐射改性，特别地，涉及一种用于简单二维(2D)相位模式使能的波束转向的系统和方法。
背景技术
波束转向是对辐射方向图的主瓣进行角定位，这允许对来自天线远场中点状源的期望信号具有更高的识别力，从而进行感测或信息传输和接收。当需要在两个维度内围绕阵列的轴(其垂直于阵列平面)在有限范围内对平面阵列天线的波束进行控制时，很难使每个元件与可变移相器和收发器模块(TR)相适应，并将它们与传统方法设计的馈电结构融合。当所涉及的波长较小时，上述问题尤为突出，这是因为阵列元件和间距与波长成比例(必须在半波长的数量级)，而馈线和移相器占用了额外的空间，且不与波长成比例(尤其是TR)。不管怎样，对于较短的波长(如毫米波)，移相器和TR变得非常昂贵，所以期望使用尽可能少的上述元件，以实现必要的波束控制。
发明内容
本公开的示例性实施例提供了一种用于简单二维(2D)相位模式使能的波束转向的系统和方法。
根据本公开的一个示例性实施例，提供了一种用于操作波束转向系统的方法。该方法包括接收要跟踪的信号，从所述接收的信号生成第一相位模式信号、第二相位模式信号和第三相位模式信号；根据所述相位模式信号生成第一中间辅助信号、第二中间辅助信号和第一中间主信号。该方法还包括：从该第一中间主信号及该第一辅助信号获得与所述接收的信号的周向转向角成比例的第一转向信号；以及从该第二中间辅助信号和该第一中间主信号获得与所述接收的信号的径向转向角成比例的第二转向信号。
根据本公开的另一示例性实施例，提供了一种操作波束转向系统的方法。该方法包括：波束转向系统根据1阶相位模式信号，生成第一辅助中间信号和第二辅助中间信号；波束转向系统根据0阶相位模式信号，生成第一中间主信号。该方法还包括波束转向系统根据第一辅助中间信号和第一中间主信号，产生第一转向信号，以在周向维度上将天线元件阵列导向至该相位模式信号的源；以及，波束转向系统根据第一中间主信号和第二中间辅助信号，产生第三中间辅助信号和第二中间主信号。该方法进一步包括：波束转向系统根据第三中间辅助信号和第二中间主信号，产生第二转向信号，以在径向维度上将该天线元件阵列导向至该相位模式信号的源；以及，波束转向系统根据该第一中间辅助信号、该第一中间主信号及该第二转向信号，产生输出信号，该输出信号对应于该天线元件阵列接收的信号的最大强度。
根据本公开的另一示例性实施例，提供了一种波束转向控制系统。该波束转向控制系统包括：可变相位组合器、相移分配器、可操作地耦接至第一辅助中间信号和第一中间主信号的第一转向信号单元、可操作地耦接至第一中间主信号和第二中间辅助信号的第二可变比例组合器、可操作地耦接至第三中间辅助信号和第二中间主信号的第二转向信号单元，以及可操作地耦接至第一中间辅助信号、第一中间主信号和第二转向信号的第一可变比例组合器。可变相位组合器根据与接收的信号相关的1阶相位模式信号和-1阶相位模式信号中的至少一个相位模式信号，生成第一辅助中间信号和第二辅助中间信号。相移分配器根据与所述接收的信号相关的0阶相位模式信号，生成第一中间主信号。第一转向信号单元产生第一转向信号，以在周向维度上将天线元件阵列导向至所述接收的信号的源。第二可变比例组合器产生第三中间辅助信号和第二中间主信号。第二转向信号单元产生第二转向信号，以在径向维上将该天线元件阵列导向至所述接收的信号的源。第一可变比例组合器产生输出信号，该输出信号对应于该天线元件阵列接收的信号的最大强度。
根据本公开的另一示例性实施例，提供了一种波束转向控制系统。该波束转向控制系统包括天线元件阵列，可操作地耦接至该天线元件阵列的相位模式生成单元，可操作地耦接至相位模式生成单元的可变相位组合器/分配器(VPC)，可操作地耦接至VPC的第一转向信号单元，可操作地耦接至VPC的第二转向信号单元。天线元件阵列接收要跟踪的信号。相位模式生成单元从接收的信号生成第一相位模式信号、第二相位模式信号以及第三相位模式信号。VPC根据相位模式信号，生成第一中间辅助信号、第二中间辅助信号以及第一中间主信号。第一转向信号单元从第一中间主信号和第一中间辅助信号获得与所接收的信号的周向转向角成比例的第一转向信号。第二转向信号单元从第二中间辅助信号和第一中间主信号获得与所接收的信号的径向转向角成比例的第二转向信号。
附图说明
为了更完整的理解本公开及其优点，结合附图，对下文的描述做出引用，其中：
图1根据本发明所述的示例性实施例，示出了具有16个元件、间距为λ/2的圆环形阵列的0阶相位模式P0的远场方向图的一个示例；
图2根据本发明所述的示例性实施例，示出了具有16个元件、间距为λ/2的圆环形阵列的-1阶相位模式P-1的远场方向图的一个示例；
图3根据本发明所述的示例性实施例，示出了具有16个元件、间距为λ/2的圆环形阵列的1阶相位模式P1的远场方向图的一个示例；
图4根据本发明所述的示例性实施例，示出了具有可变比例组合器的示例性波束转向器系统的一部分，其中通过设置相移对该可变比例组合器进行控制，并在输入B施加相移θ；
图5根据本发明所述的示例性实施例，示出了所得的被转向波束的远场辐射方向图的一个示例的图；
图6根据本发明所述的示例性实施例，示出了使用-1阶及+1阶相位模式信号得到的被转向波束的远场辐射方向图的示例的图；
图7根据本发明所述的示例性实施例，示出了一示例性波束转向系统；
图8根据本发明所述的示例性实施例，示出了圆环形阵列的示例性坐标和相位模式及其远场的示意图；
图9根据本发明所述的示例性实施例，示出了圆环形阵列的示例性几何形状；
图10根据本发明所述的示例性实施例，示出了示例性贝塞尔(Bessel)函数J0，J1及当q＝3/4时J0，J1的近似值的图；
图11根据本发明所述的示例性实施例，示出了第一示例性波束转向系统，其包括图7所示的波束转向系统，并具有附加的模拟控制电路，其中“外部”90°相移明确显示为因子±j；
图12a和图12b根据本发明所述的示例性实施例，示出了示例性收敛轨迹的图；
图13根据本发明所述的示例性实施例，示出了第二示例性的相位模式使能的2D波束转向系统；
图14根据本发明所述的示例性实施例，示出了一个示例性的可变比例组合器(VRC)；
图15根据本发明所述的示例性实施例，示出了一个示例性的零滞后相关器(ZLC)；
图16根据本发明所述的示例性实施例，示出了了一个示例性的可变相位组合器(VPC)；
图17根据本发明所述的示例性实施例，示出了第一示例性简化波束转向系统；
图18根据本发明所述的示例性实施例，示出了第二示例性简化波束转向系统；
图19根据本发明所述的示例性实施例，示出了波束转向系统自动跟踪兴趣信号时，波束转向系统中发生的示例性高级操作的流程图；
图20a根据本发明所述的示例性实施例，示出了当波束转向系统自动跟踪兴趣信号的时侯，在其生成第一转向信号时，波束转向系统中发生的第一示例性操作的流程图；
图20b根据本发明所述的示例性实施例，示出了当波束转向系统自动跟踪兴趣信号的时候，在其生成第一转向信号时，波束转向系统中发生的第二示例性操作的流程图；以及
图21根据本发明所述的示例性实施例，示出了当波束转向系统自动跟踪兴趣信号的时候，在其生成第二转向信号时，波束转向系统中发生的示例性操作2100的流程图。
具体实施方式
下文详细讨论了对当前示例性实施例的操作及其结构。但是，应该理解，本公开提供的多个可应用的创新概念可体现在多种具体环境中。所讨论的具体实施例仅仅说明本公开的具体结构及对本公开进行操作的方式，并不限制本公开的范围。
本发明公开了一种二维(2D)相位模式波束转向系统，其使用固定数量的可变移相器、混合分配器/组合器、混频器和积分器，自动实现具有任意数量的天线元件的圆形或多边形环形阵列的电磁(EM)辐射波束的2D转向。固定数量的相位模式在天线环形阵列的馈电结构中实现。不同的相位模式中的每一个可使用单独的同心环形天线阵列，或者对于任意或所有相位模式它们可使用共同的环形天线阵列。可变移相器、混合分配器/组合器、混频器和积分器的数量独立于圆形或多边形环形阵列中使用的天线元件数量。所公开的2D相位模式波束转向系统和方法可与相位模式馈电网络连接。其他关于相位模式馈电网络和混合分配器/组合器的信息可参阅Davies，D.E.N.和Rizk，M.S.A.S.，“环形阵列的多空值电子转向(Electronic Steering of Multiple Nulls for Circular Arrays)，”电子信件(Electronics Letters)，第13卷，第22期，669-670页，1977年10月27日，并以完全引用方式将其纳入本文。
在一实施例中，所公开的2D相位模式波束转向系统仅仅使用6个(或可选地，5个)可变移相器和6个混合分配器/组合器实现了具有任意个天线元件的圆环形阵列波束的二维转向。圆环形阵列的馈电结构中仅要求实施3种(或可选地，2种)相位模式。对于任意或所有的相位模式，它们中的每一个均可使用单独的同心环形阵列或共同的一个同心环形阵列。0阶相位模式还可使用填充的平面多边形阵列，+1阶和-1阶相位模式可在该阵列周边使用多边形的元件环；这些几何形状的变形应理解为，暗含于本说明书使用的术语“圆环形阵列”。
因此所公开的系统和装置可大幅降低电子可控毫米波阵列天线的设计、制造和校准的复杂性和成本。例如，小型小区的回程无线电中需要此类天线，以使点到点链路可自动对准，从而大大缩短链路部署时间并降低成本。
在一实施例中，波束转向系统包括与辐射(或接收)元件的圆环形阵列连接的模拟射频(RF)波束转向网络，其中该辐射(或接收)元件的圆环形阵列连接至具有0、1和-1阶相位模式(分别为P0、P1和P-1)输出端口的相位模式馈电网络，并在其输出端口处连接至收发机(可选地，具有一个额外的接收机输入)。至波束转向网络的相位模式输入可从具有任意数量元件的多个单独的同心环形阵列、或单个共同的环阵列生成。所公开的波束转向网络包括两个移相器，这两个移相器与P1和P-1相位模式连接，且被分别控制在相反方向θ和-θ上。这些继而连接至混合分配器/组合器，该分配器/组合器在一个输出处生成它们的和，即C＝P1ejθ+P-1e-jθ，并在另一个输出处生成它们的差，即D＝P1ejθ-P-1e-jθ。模式P0的输出被输入到补偿性90°移相网络，该补偿性90°移相网络具有与其他两种相位模式的移相器及混合相同的插入延迟、损耗和相位(当设为零可变相位时)。之后，输出D和补偿后的P0模式被输入到另一和/差混合，该混合的输出C和D分别与另外两个可反向调节的移相器和连接。这些输出随后连接至第三混合的输入，其中第三混合的和输出端口C给出被转向主波束，以便在主收发机中使用，差输出D给出被转向辅助波束，以便在辅助接收机中使用。第一混合的和端口输出C给出另一独立的辅助波束，以便在控制电路中使用，该控制电路生成转向信号，以控制主波束的周向(θ)方向。
在一实施例中，通过将相位设置为实现在径向方向环绕阵列轴线(垂直于阵列平面的方向)在限定范围内的主波束转向，并独立提供了通过设置θ，在周向方向的转向。对于具有任意数量元件的环形阵列，可使用相同结构的波束转向器。
本文以可控毫米波阵列天线为例对所公开的波束转向器的操作原理进行了详细描述。特别地，在一实施例中，该天线包括完全相同的辐射(或接收)元件构成的平面环，该辐射(或接收)元件与相位模式波束形成网络连接，并标称地(nominally)沿与阵列平面正交的方向(沿阵列轴线)辐射。
对于电磁天线，阵列元件可为线性或圆形极化的。在第二种情况下，它们可以被设置使其馈点围绕中心对称，从而相位会环绕圆周线性前移(progress)一个周期，产生一个1阶相位模式。在一实施例中，对该相位前移进行补偿的相位调整设置将形成0阶相位模式。可为线性极化的元件设计其他的相位模式馈电设置，如由一个巴特勒矩阵(Butlermatrix)或多个罗特曼透镜(Rotman lens)构成的各部分、空间或导向模式的馈电、以及本领域技术人员采用的其他设置。在一实施例中，最终产生的是具有对应于0、+1和-1阶相位模式的输出端口的圆形或多边形环形阵列的相位模式馈电结构。
为了助于理解本发明的操作，图1～3中示出了相关相位模式的远场辐射方向图。图1，即图100，示出了具有16个元件、间距为λ/2的圆环形阵列的0阶相位模式P0的示例性远场方向图。图2，即图200，示出了具有16个元件、间距为λ/2的圆环形阵列的-1阶相位模式P-1的示例性远场方向图。图3，即图300，为具有16个元件、间距为λ/2的圆环形阵列的1阶相位模式P1的示例性远场方向图。
在一实施例中，为了简便起见，假设所有天线元件在阵列平面所界定的半球内基本上是全向的，且被线性极化。对于0阶相位模式P0，元件激励环绕圆环形阵列没有相位前移(所有元件都被同相馈电)，因此，在环绕阵列(z)轴线的周向方向上没有相位前移。从而，所有场都在该阵列轴线上同相增加并在远场中形成主波束。其归一化的图显示在图1中，针对16个元件的环形阵列，其中各个元件环绕圆周方向间距为半波长。不同阴影表示相位，其中较深阴影表示-π，较浅阴影表示0，中度阴影表示相对于P0激励的+π弧度。图2和图3显示了相同环形阵列其他相位模式的相似图像。
P1及P-1模式远场方向图中的相位前移为弧度为2π的一个完整的周期，但在相反方向上环绕z轴，其与它们的元件激励相位前移相同。
现在，如果将一定比例的例如P1相位模式添加到P0相位模式，结果将是主瓣指向两种模式具有相同相位(例如，上述绘图中较浅的阴影)的方向，这个结果是显而易见的。主瓣将偏离阵列轴线，偏离量与所添加的P1模式的比例成比例。还可改变P1的相位θ，这会改变圆上其与原主波束P0同相的位置，从而使产生的主瓣指向那个方向。
图4示出了具有可变比例组合器的示例性波束转向器系统400的一部分，其中通过设置移相对该可变比例组合器加以控制，移相θ施加到输入B。图4中所示的系统400的部分为可变比例组合器。系统400包括两个混合分配器/组合器402、404和两个反向调节的移相器406和408。混合分配器/组合器402和404均具有两个输入A和B，和两个输出D和C。混合分配器/组合器402的输入A是来自天线(未显示)阵列远场的P0相位模式。混合分配器/组合器402的输入B是来自天线阵列远场的P1相位模式，并且由移相器409移相。混合分配器/组合器402的输出D是移相器406的输入，混合分配器/组合器402的输出C是移相器408的输入。来自移相器406的输出是混合分配器/组合器404的输入B，来自移相器408的输出是混合分配器/组合器404的输入A。来自混合分配器/组合器404的输出D为辅助输出。来自混合分配器/组合器404的输出C是实现被转向主波束的主(M)输出。
在一实施例中，虽然很容易使用可变移相器409来控制两个相位模式的相对相移，但它们添加的相对比例使用系统400的可变比例组合器而实现。在该实施例中，使用两个混合分配器/组合器402和404以及两个反向调节的移相器406和408，以实现公式410所描述的功能。主输出M使用下列公式进行描述
其中为被转向波束在径向方向上围绕阵列轴线的角度，θ为被转向波束在周向方向上的角度。
公式410的数学运算要求将B输入至混合分配器/组合器402，并对其进行固定的90°的改变，混合分配器/组合器404的(辅助)输出D还具有固定的90°移相，这二者均不具有实际后果，因为在实施中其取决于混合分配器/组合器的选择。作为一示例，图14示出了一种较为方便的分组，其在本发明所述的示例性实施例中的数个实例中是相同的。图5示出了混合分配器/组合器404的主(M)输出C所产生的被转向波束远场辐射方向图500的一个示例，其中θ＝2π*0.5，弧度。
可通过还使用另外的一阶相位模式P-1，利用如下所示的简单三角恒等式，获得被转向波束的较大的转向角及较低的旁瓣。
假设相位模式P1在主锥圆周上某个角度的固有相位为α，其幅值为ρ。则P-1将具有相同的幅值，但其相位为-α。对它们分别施加移相θ和-θ，得到：
P1ejθ＝ρej(α+θ)＝ρ cos(α+θ)+jρ sin(α+θ)
以及
P-1e-jθ＝ρej(-α-θ)＝ρ cos(-α-θ)+jρ sin(-α-θ)＝ρ cos(α+θ)-jρ sin(α+θ)。
现在，组合的反向调相的一阶相位模式产生：
P1ejθ-P-1e-jθ＝j2ρ sin(α+θ)
其中，对于任意给定的θ，当α+θ＝π/2时，上式取得最大值j2，当α使α+θ＝-π/2时，上式取得最小值-j2，当α+θ＝π或0时，上式为0。请注意，如果通过将P0乘以j对P0进行补偿，则P0将总与上述组合并移相的相位模式同相(in phase)。通过将它们在可变比例组合器中相加到一起，将会在组合的各模式具有波峰之处产生波峰，在它们具有最小值之处产生最小值，而当它们为0时，没有影响，从而影响原P0主瓣在周向方向的转向，量为仅具有一种1阶相位模式的大致两倍，而在正交于转向方向的方向上主波束没有“变胖”。
该效果可见于图6，图6与图5具有相同的转向参数。注意：对应于使用进行控制，被转向波束的形状更为尖锐，径向方向上的倾斜度(tilt)更大。其公式为：
注意，图6中被转向主波束没有相位变化，与原主波束没有因P0发生相位变化一样。这意味着，与图5所示的情况不同，当波束被转向时，调制解调器不需要跟踪载波相位变化。
图7示出了一示例性波束转向系统700。波束转向系统700使用P0、P1、及P-1。波束转向系统700包括环形天线元件阵列718，相位模式馈电网络720，四个移相器708、710、712、714，三个混合分配器/组合器702、704、706，以及延迟增益补偿模块716。图730为阵列718所接收的远场波束相位模式方向图的P1和P-1分量的截面图。图740为阵列718接收的远场波束相位模式方向图的P0分量的截面图。图750为混合分配器/组合器706产生的主输出C，即波束转向器700的输出M，的被转向的远场方向图。
2013年4月25日提交的名称为“简单2D相位模式使能的波束转向装置”的共同受让的美国专利申请No.13/870,309中提供了波束转向系统700及其变形的更为详尽的描述，该申请以引用方式纳入本文。
根据一示例性实施例，可对波束转向系统700的可变移相器进行控制，使波束转向系统700自动跟踪兴趣信号。可添加个数相对较少的附加电路，包括复制的可变比例组合器，其独立于天线阵列中元件的数量。此外，提供了辅助波束输出，其可作为对空间干扰消除子系统的输入。
波束转向系统700的输出信号可表示为：
以及
其中是转向角设置，P0，P1及P-1是相位模式输出信号，这些信号是源的角位置 的函数并包含随时间变化的因子m(t)ejωt，其中m(t)为调制，ω为在圆环形阵列远场中点P处从源接收的RF信号的角载波频率。图8示出了圆环形阵列的示例性坐标及相位模式及其远场的示意图。
作为远场角坐标的函数(即辐射方向图图)，相位模式输出可用第一类贝塞尔函数表征为：
以及
其中R为圆环形阵列的半径，相对于垂直于圆环形阵列平面的轴线(阵列轴线)，源处于 方向上，并利用贝塞尔函数的性质，即J-n(x)＝(-1)nJn(x)。在图9所示的更宽泛的环境中，公式(4)-(6)的推导可得到更好的理解，其中图9示出了圆环形阵列的一种示例性几何形状。
沿着包含波长λ的传播线测量相对于圆心的物理长度。其决定了圆环形阵列第n个天线元件的电移相，其相对于波长λ的比例与电移相ψ相对于弧度为2π的整个圆周的比例相同。因此，对于第n个元件，
其中L为从圆环形阵列中心至其远场中P点的传播路径长度。注意：其效果对圆环形阵列中的所有元件均相同，因此忽略不计。假设每个元件在视场内具有全向方向图，以及电移相βn，P处源自所有元件的场的和与下式成比例
其中K吸收了共同的传播常数。总的场为角坐标的函数，当在这些坐标中作图时，其形成天线辐射方向图。更具体表示为
在圆环形阵列的k阶相位模式激励中，βn＝kθn，因此远场可表示为
现在，使αn＝θ-θn-π/2，从而，cos(θ-θn)＝-sin αn且可将公式(10)重新书写为
注意：θ为远场中及圆环形阵列处的角方位坐标(angular azimuth coordinate)(同样适用于仰角坐标(elevation angular coordinate))，电相位的方位角前移在远场中与在圆环形阵列处(元件激励)相同。如果使用增量角前移Δαn＝Δα对求和进行加权，并使用它们的和对该求和进行归一化(对于任意相位模式，它们的和都是2π)，然后可将远场表示为
当元件数量N足够大时，用积分代替离散求和，从而远场可表述为
该公式为阶数为k的第一类贝塞尔函数。因此
其中k的范围为0到N。由于在-N/2＜k＜N/2的情况下可能具有负的相位前移，可利用J-k(x)＝(-1)kJk(x)这一事实。特别是，将该事实应用于公式(14)，对于三种兴趣相位模式可使用下列近似：
以及
利用相位模式代换，当 对，图11和图13中的可变比例组合器的RF输出M和A1(K包含随时间的变化量m(t)ejωt)变为
以及
假设在图7中外加对应于“j”的90°移相。单独相位模式组合器的另一有用的输出为
现在，为了通过对惩罚函数最小化来制定一种随时间收敛至解θs＝-θp和的自适应算法，根据一阶线性微分公式定义惩罚函数∏，惩罚函数∏的梯度在θs，方面是线性的，一阶线性微分公式可为
其中，矢量A的项为自适应变量，即移相器的设置θs，p为将可变比例组合器的电相位与波束的径向倾斜角度相关联的常量，电相位θs与波束的周向物理角度相同，μ为自适应的时间常数。被适应性地控制的波束转向系统700如图7所示。
一般来说，实际中需明确查找∏；可直接寻找所述输出M、A1、A2的某个函数，其至少在波束转向系统700运行的较小角度内与移相参数呈线性。为此，简化贝塞尔函数的参数是有帮助的。首先，进行通常的半波长元件间隔操作，N个元件的周长为2πR＝Nλ/2，从而贝塞尔函数的参数变为其近似为进一步，假设这些参数非常小，足以使下列每个关系式均被截短为一项
cos x＝J0(x)-2J2(x)+2J4(x)-2J6(x)…(19)
sin x＝2J1(x)-2J3(x)+2J5(x)…(20)
其后，可使用q＝3/4对独立变量进行缩放，以改善产生的近似值，由于为了实现当前目的，需要因此其特性只需在x等于0至x大约等于3时与原贝塞尔函数的特性相同。如图10中的比较图所示，甚至当x＝6时也能实现近似值，其中图10示出了q＝3/4时示例性贝塞尔函数J0，J1及其近似值的绘图。
代换
并应用一些常见三角恒等式，波束转向系统700的输出信号可表示为
以及
接下来，生成前两个信号的时间平均结果，即零延迟的互相关MA 1 *，其可表示为
注意：这对于调整θs似乎是有益的，原因是对于小角度θs和θP而言，公因子sin(θp+θs)是线性的。但是，其他该类因子出现于上述各项中的一项，因此，如果将更为理想。幸运的是，这不是必需，因为这种情况有效存在于表示为M0和A01的对可变比例组合器(包括在外部的90°移相器的外部)的输入处，因此
当这用在自适应梯度下降算法的一个分量中时，非常明显地，只要|θp+θs|＜π/2且(以及)，该公式将收敛(即)至θp+θs＝0。如果|θp+θs|＞π/2，梯度下降算法将从不稳定平衡点|θp+θs|＝π发散，直至到达馈电为负值的稳定收敛区域。还要注意的是，这种适应性独立于如果刚好出现也会有效收敛。因此，算法的第一部分可表示为
为调整可能需要相似的处理，其中涉及A2，以避免因子sin(θp+θs)，并有望独立于(θp+θs)。该处理即为，一个附加的用于A2和M0的可变比例组合器，其移相器由波束转向系统700的主信号路径中的原始可变比例组合器的移相器控制。图11示出了一示例性波束转向系统1100，其包括具有附加模拟控制电路的波束转向系统700，其中“外部”90°相移明确显示为因子±j。主可变比例组合器1105示于图11中，类似于图14中明确示出的一个具有外部90°相移的波束转向系统700。
附加的可变比例组合器1110与其外部90°相移从波束转向系统700中可用的输入M0，A2产生标记为M2，A2s的输出，M2和A2s可表示为
代换及两个输出——它们被相关以形成梯度估计——可表示为
由于这些信号形成于对θs进行调节的方位角转向阶段之后，该操作并不独立于该阶段。但是，如果方位角阶段与跟踪模式一样是近似收敛的，则|θp+θs|＜＜1，那么上述信号可简化为
现在，零延迟互相关M2A2 S *可表示为
或根据
由于假设方位角阶段近似收敛，梯度下降算法中该阶段的时间常数应该小得多，即ε＜＜μ，以使该结论成立。由于上述相关也是负值，算法中的时间常数应该没有负号，对于此仰角阶段，其变为
只要该公式将收敛(即)至注意，不必像方位角那样跨越2π弧度，原因是转向只在相对较窄的仰角角度范围内工作，因此收敛条件更容易满足。根据一示例性实施例，所有仰角均为正值，并小于π/2弧度。如本文所讨论的，它们均小于π/8弧度，且一般情况下必须＜＜1弧度，从而可使用小角度近似值。如果所有相位模式使用同一圆环形阵列，贝塞尔函数的近似值将被满足至x＝π，则对于N个元件，仰角范围一般须满足或者说
其随圆环形阵列尺寸减小。图12a和图12b中示出了q＝1时从所有起始条件到达给定目标状态的算法收敛轨迹。由于电相位θs对应于物理周向角度θp，梯度图的极坐标形式为，从阵列轴线观看，波束的峰所指方向上物理前移的缩放版本。箭头表示对于给定的所需波束所指方向，算法的可能起始点。可以看出，相位从任意起始点(图12b中示例性轨迹点线上的黑圈)收敛于一个点，其方式是相位跟随箭头直至到达箭头消失的一点(图12b中，示例性轨迹点线上的终止箭头处，长度为零，且无邻近箭头指向远离该点)。
图13示出了使用第二示例性相位模式使能的2D波束转向系统1300。这种情况下只要求两个相位模式输出，该两个相位模式输出由公式(4)和(5)给出，并形成到主可变比例组合器1305的两个输入，即得到的主可变比例组合器1305的输出(详示于图14)与公式(15)和(16)类似，但更加简洁，即
对公式(36)右侧的矢量进行代换和矩阵乘法之后，输出可表示为
该公式对应于第二实施例的公式(15)和(16)。在相同的贝塞尔函数近似以及环绕圆环形阵列外周元件间隔半波长的情况下，与公式(23)和(24)对应的输出可表示为
预期与得到第二实施例的公式(26)-(28)的处理过程相同的处理过程，可设置以有效获取主可变比例组合器1305的输入处以及表示控制θs的算法部分的附加电路的输入处的相位模式信号。在将这些输入相乘之前，它们为
在波束转向系统1300的该示例性实施例中，这部分算法与第二示例性实施例中的对应算法部分的不同之处在于，仅仅使用上述公式(39)右侧的数值乘积的实部(第二实施例中只存在实部，因此第二实施例中不需要该步骤)：
显然，周向转向算法与第一实施例中相同，除了需要明确采用第一实施例中公式(40)左侧的实部。无论第一实施例还是第二实施例，系数为μ的积分器的输入信号是实数，因此两个实施例的共用算法可表示为
应用类似的推理，以获得用于调整径向转向相位的算法的对应部分。图13中，第二辅助输出由给出，因此附加的可变比例组合器1310根据公式(29)生成输出，其表示为
该公式可近似为
从这里开始，应用与第二实施例的算法的对应部分相同的信号处理操作，因为条件|θp+θs|＜＜1具有相同的效果，即因此
该公式与第二实施例中的公式(31)相同。因此，两个实施例中用于对径向转向相位进行调整的算法是相同的，即
该公式适用于及与前文相同的条件。(虽然在调整的初始阶段可能不满足|θp+θs|＜＜1，但由于相关乘法器通常为复数乘法器，其可输出一个非零的虚部，从而可在实现中用于修正线段长度(line-lengths)，直至在该情况下虚部为零。通过仅仅采用实部的方式，强制虚部为零，以驱动算法实现中的积分器，该操作明确示于图13中)。
为了方便对波束转向系统1100和1300展开讨论，对电路的分组进行一些简化。图14示出了一示例性可变比例组合器(VRC)1400。可变比例组合器1400包括两个混合分配器/组合器1405、1407和两个反向调节的可变移相器1410、1412以及固定式90°移相器1408、固定式90°移相器1409。每个混合分配器/组合器1405、1407均具有两个输入A和B，以及两个输出D和C。在使用上述装置的一示例性实施例中，混合分配器/组合器1405的输入A是信号M0，混合分配器/组合器1405的输入B是信号A2，其相位随后被移相器1408移动90°。混合分配器/组合器1405的输出D为移相器1410的输入，混合分配器/组合器1405的输出C为移相器1412的输入。移相器1410的输出为混合分配器/组合器1407的输入B，移相器1412的输出为混合分配器/组合器1407的输入A。混合分配器/组合器1407的输出D为被移相器1409移相90°，即信号A2s。混合分配器/组合器1407的输出C为信号M2。注意，使用附加的可变比例组合器，如附加的可变比例组合器1110和1310的信号，对可变比例组合器1400进行讨论。可变比例组合器1400还可用做主可变比例组合器1105和1305。符号1420是可变比例组合器1400的符号表示。符号1420具有输入信号W1和W2以及输出Z1和Z2。
图15示出了一示例性零滞后相关器(ZLC)1500。零滞后相关器1500包括混合器(mixer)1505和积分器1510。混合器1505将输入A2s的共轭与输入M2混合，积分器1510对混合器1505的输出进行积分以产生可变比例组合器的控制信号。符号1515为零滞后相关器1500的符号表示。符号1515具有输入信号M、A以及输出P，并用于示例性实施例中的若干实例，以产生径向和周向控制信号。应该注意的是，这表示ZLC 1500的数学功能。ZLC 1500的实际实现可包括输入处的方向耦合器、滤波器和放大器，以及乘法器和积分器周边的辅助电路，包括模拟-数字和数字-模拟转换器，离散时间控制和/或数字信号，因为该算法还可在离散时间中构造。
图16示出了一示例性可变相位组合器(VPC)1600。可变相位组合器1600的第一输入为来自圆环形阵列且随后被可变移相器1605移相的相位模式P1。可变相位组合器1600的第二输入为来自圆环形阵列且随后被可变移相器1607反向移相的相位模式P-1。移相器1605的输出为混合分配器/组合器1610的输入A，移相器1607的输出为混合分配器/组合器1610的输入B。混合分配器/组合器1610的输出C为A2信号，混合分配器/组合器1610的输出D被固定式移相器1612移相90°，即信号A01。符号1620为可变相位组合器1600的符号表示，并具有输入X1、X2以及输出Y1、Y2。
图17示出了第一示例性简化波束转向系统1700。波束转向系统1700为波束转向系统1300的简化表示，使用了图14-16中讨论的电路符号。波束转向系统1700包括主可变比例组合器1705和附加的可变比例组合器1707。波束转向系统1700还包括耦合至圆环形阵列的可变相位组合器1710，该圆环形阵列具有稀疏的相位模式馈电网络1702。零滞后相关器1715生成用于主可变比例组合器1705及附加的可变比例组合器1707(由缩放器(scaler)1720缩放-1倍，从而将提供给附加的可变比例组合器1707的控制信号反转)的控制信号。零滞后相关器1717生成用于可变相位组合器1710的控制信号。一旦这些控制信号收敛，零滞后相关器1715和1717可保持固定在这些控制信号。缩放器1725将可变相位组合器1710的输出Y1缩放2倍。分配器1730对来自圆环形阵列1702的相位模式P0进行分配和缩放。
相位模式信号P1为可变相位组合器1710的输入，产生信号A01和A2。缩放器1725可将可变相位组合器1710的输出乘以2，以产生信号A2。相位模式信号P0被改变-90°，并被分配器1730分成两路M0信号。一路M0信号被提供给主可变比例组合器1705和零滞后相关器1717，而信号A01被提供给主可变比例组合器1705和零滞后相关器1715。零滞后相关器1717根据公式(28)和(41)在P处形成输出信号，其时间导数与周向转向角θS的比例系数为μ，并被传送至可变相位组合器1710的输入P。
另一路M0信号及信号A2被提供给附加的可变比例组合器1707。附加的可变比例组合器1707从其输入信号产生输出信号M2、A2s并将其提供给零滞后相关器1715的输入。零滞后相关器1715生成主可变比例组合器1705的控制信号，反转版本(乘以缩放器1720)被提供给附加的可变比例组合器1707。根据公式(34)、(45)，其时间导数与波束径向转向角的比例系数为ε，其中ε优选为比μ小得多的标量，以保证适当的转向信号收敛序列。
主可变比例组合器1705形成输出信号M和A1。信号M表示被转向波束的输出，在远场中P处其在所需信号上具有其波峰。由于是双向的，波束转向系统1700还会在M处接受输入信号，并使用同一波束将该输入信号传输至点P。
图18示出了第二示例性简化波束转向系统1800。波束转向系统1800为波束转向系统1100的简化表示，其中波束转向系统1100使用图14-16中所讨论的电路符号。波束转向系统1800包括主可变比例组合器1805和附加的可变比例组合器1807。波束转向系统1800还包括与圆环形阵列耦合的可变相位组合器1810，其中该圆环形阵列具有稀疏的相位模式馈电网络1802。零滞后相关器1815生成主可变比例组合器1805及附加的可变比例组合器1807(由缩放器1820缩放-1倍，从而将提供给附加的可变比例组合器1807的控制信号反转)的控制信号。零滞后相关器1817生成可变相位组合器1810的控制信号。一旦这些控制信号收敛，零滞后相关器1815和1817可保持固定在这些控制信号。分配器1830对来自圆环形阵列1802的相位模式P0进行分配和缩放。
相位模式信号P1和P-1为可变相位组合器1810的输入，并产生信号A01和A2。相位模式信号P0被变换-90°并被分配器1830分成两路M0信号。一路M0信号被提供给主可变比例组合器1805和零滞后相关器1817，A01信号被提供给主可变比例组合器1805和零滞后相关器1817。零滞后相关器1817根据公式(28)和(41)在P处形成输出信号，其时间导数与周向转向角θS的比例系数是μ，并被输送至可变相位组合器1810的输入P。
另一路M0信号和信号A2被提供给附加的可变比例组合器1807。附加的可变比例组合器1807从其输入信号产生输出信号M2、A2s并将它们提供给零滞后相关器1815的输入。零滞后相关器1815生成主可变比例组合器1805的控制信号，反转版本(乘以缩放器1820)被提供给附加的可变比例组合器1807。根据公式(34)和(45)，其时间导数与波束径向转向角的比例系数为ε，其中ε优选比μ小得多的标量，以确保适当的转向信号收敛序列。
主可变比例组合器1805形成输出信号M和A1。信号M表示被转向波束的输出，在远场中的P处其在所需信号上具有波峰。由于是双向的，波束转向系统1800还会在M处接受输入信号，并使用同一波束将该输入信号输送至点P。
图19示出了当波束转向系统自动跟踪兴趣信号时，波束转向系统中进行的示例性高级操作1900的流程图。操作1900可表示当波束转向系统跟踪兴趣信号时，波束转向系统，如波束转向系统1700和波束转向系统1800，中进行的操作。
操作1900可始于波束转向系统在其圆环形天线阵列处接收信号(块1905)。波束转向系统可利用自身的稀疏相位模式馈电网络生成相位模式信号(块1910)。波束转向系统可从相位模式信号和中间信号生成第一转向信号(块1915)。波束转向系统可从相位模式信号和中间信号生成第二转向信号(块1920)。波束转向系统可生成被波束转向系统使用的输出信号，以跟踪接收的信号(块1925)。波束转向系统可将输出信号发送至主接收机，以及辅助接收机(块1930)。
图20a示出了当波束转向系统在自动跟踪兴趣信号的时侯，在其生成第一转向信号时，波束转向系统中发生的第一组示例性操作2000的流程图。操作2000可表示当波束转向系统跟踪兴趣信号时，波束转向系统，如波束转向系统1800中进行的操作。图20所示的步骤应理解为用以表示在波束转向系统一实施例中图19中步骤1915可如何被实现的一个示例性实施例。因此，该方法始于图19中步骤1910的完结处。
操作2000可始于波束转向系统使用VPC从相位模式信号P1及P-1生成中间信号A2和A01(块2005)。波束转向系统可使用第一转向信号对VPC的移相器进行调节(块2007)。波束转向系统可使用VPC来更新中间信号A2及A01(块2009)。波束转向系统还可从相位模式信号P0生成中间信号M0(块2011)。波束转向系统可将中间信号M0及A01提供给第一VRC，并将中间信号M0及A2提供给第二VRC(块2013)。块2013完成后，一示例性过程可返回至图19中的块1920。如下文所讨论的，图21提供了一种执行图19中块1920的方法的示例性实施例，在一些部分实施例中，块2013之后，该方法可继续执行图21中的步骤2105。
波束转向系统可更新第一转向信号。第一转向信号的更新可包括将中间信号M0与中间信号A01的共轭相关(块2015)，并进行检查以确定相关积是否等于零(块2017)。第一转向信号的更新还可包括，如果相关积不等于零(或基本不等于零)，更新第一转向信号，例如，通过-μ*相关积来增大第一转向信号(块2019)，并返回至块2007以继续生成第一转向信号。第一转向信号的更新可进一步包括，当相关积等于零(或基本等于零)时，确定第一转向信号已收敛，且第一转向信号的更新可以波束转向系统保持(或保持固定在)第一转向信号(块2021)而结束。波束转向系统可保持第一转向信号固定在其收敛值处。波束转向系统可保持第一转向信号固定不变，直至波束转向系统被重置、切断电源，或新的兴趣信号即将被跟踪。块2021完成之后，一示例性过程可继续至图19中的块1920，该示例性实施例示于图21。
图20b示出了当波束转向系统自动跟踪兴趣信号的时侯，在其生成第一转向信号时，该波束转向系统中发生的第二示例性操作2050的流程图。操作2050可表示当波束转向系统跟踪兴趣信号时，波束转向系统，如波束转向系统1700中发生的操作。操作2050为波束转向系统生成第一转向信号，即图19中块1915的一个示例性实施例。
操作2000可始于波束转向系统从VPC的第一输入(VPC的第二输入终止)处的相位模式信号P1或P-1生成中间信号A2和A01(块2055)。波束转向系统可使用第一转向信号调节VPC的移相器(块2057)。波束转向系统可使用VPC来更新中间信号A2和A01(块2059)。波束转向系统可对中间信号A2进行缩放(块2061)。波束转向系统还可从相位模式信号P0生成中间信号M0(块2063)。波束转向系统可将中间信号M0及A01提供给第一VRC，并将中间信号M0和A2(缩放的)提供给第二VRC(块2065)。如参照图20a所讨论的，图20b中的方法完成，该过程是步骤1915的一个实施例，可返回至图19中的步骤1920，并在在一些实施例中，将作为块2105中图21所示方法的起始点。
波束转向系统可更新第一转向信号。第一转向信号的更新可包括将中间信号M0与中间信号A01的共轭相关(块2067)，并进行检查以确定相关积是否等于零(块2069)。第一转向信号的更新还可包括，如果关联积不等于零(或基本等于零)，则更新第一转向信号，例如，通过-μ*相关积增大第一转向信号(块2071)，并返回至块2057以继续生成第一转向信号。第一转向信号的更新可进一步包括，如果相关积等于零(或基本等于零)，确定第一转向信号已收敛，且第一转向信号的更新可以波束转向系统保持(或保持固定在)第一转向信号而结束(块2073)。波束转向系统可保持第一转向信号固定在其收敛值处。波束转向系统可保持第一转向信号固定不变，直至波束转向系统被重置、切断电源，或新的兴趣信号即将被跟踪。块2073完成后，一示例性过程可继续至图19中的块1920，该示例性实施例示于图21。
注意，操作2050的终止可意味着波束转向系统已生成第一转向信号，例如，波束转向系统已完成图19中的块1915，波束转向系统可继续生成第二转向信号，例如，图19的块1920。
图21示出了当波束转向系统自动跟踪兴趣信号的时候，在其生成第二转向信号时，波束转向系统中发生的示例性操作2100的流程图。操作2100可表示，当波束转向系统跟踪兴趣信号时，波束转向系统，如波束转向系统1700或波束转向系统1800中发生的操作。操作2100为波束转向系统生成第二波束转向信号，即图19中块1920的一个示例性实施例。
操作2100可始于波束转向系统使用第二转向信号调节第一VRC的移相器(块2105)。操作2100可终止。
波束转向系统可使用第二转向信号(块2107)的负值对第二VRC的移相器进行调节。波束转向系统可生成中间信号M2和A2S(块2109)。波束转向系统可将中间信号M2与中间信号A2S(块2111)的共轭相关。波束转向系统可进行检查以确定相关积是否等于零(块2113)。如果相关积不是等于零(或基本等于零)，波束转向系统可更新第二转向信号(块2115)。作为一说明性示例，波束转向系统可使用-ε*相关积来增大第二转向信号。波束转向系统还可保证ε＜＜μ。波束转向系统可返回至块2105和块2107。如果相关积等于零(或基本等于零)，波束转向系统可确定第二转向信号已收敛，且第二转向信号的更新可以波束转向系统保持(或保持固定在)第二转向信号而结束(块2117)。波束转向系统可保持第二转向信号固定在其收敛值处。波束转向系统可保持第二转向信号固定不变，直至波束转向系统被重置、切断电源，或新的兴趣信号即将被跟踪。操作2100可终止。
注意，操作2100的终止可意味着波束转向系统已生成第二转向信号，例如，波束转向系统已完成图19中的块1920，且波束转向系统可继续生成输出信号，例如，图19的块1925。
虽然对本公开及其优点进行了详细描述，应该理解，可在不偏离所附权利要求定义的本公开的精神和范围的情况下，对本公开进行多种改变、替换和修改。

Claims (28)

1.一种操作波束转向系统的方法，所述方法包括：
所述波束转向系统接收要跟踪的信号；
所述波束转向系统从所述接收的信号生成第一相位模式信号、第二相位模式信号和第三相位模式信号；
所述波束转向系统根据所述相位模式信号生成第一中间辅助信号、第二中间辅助信号和第一中间主信号；
所述波束转向系统从所述第一中间主信号及所述第一中间辅助信号获得与所述接收的信号的周向转向角成比例的第一转向信号，其中所述获得与所述接收的信号的周向转向角成比例的第一转向信号包括：对所述第一中间辅助信号的共轭和所述第一中间主信号求相关，以产生所述第一转向信号；以及
所述波束转向系统从所述第二中间辅助信号及所述第一中间主信号获得与所述接收的信号的径向转向角成比例的第二转向信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中对所述第一中间辅助信号的共轭和所述第一中间主信号求相关，以产生所述第一转向信号包括：
对所述第一中间辅助信号的共轭和所述第一中间主信号求相关，以产生第一相关积；
响应于确定所述第一相关积不等于零，
使用所述第一相关积更新所述第一转向信号，以及
重复所述获得所述第一转向信号；以及
响应于确定所述第一相关积等于零，保持所述第一转向信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其中获得所述第二转向信号包括：
将所述第二中间辅助信号与所述第一中间主信号组合，以产生第三中间辅助信号和第二中间主信号；以及
对所述第三中间辅助信号和所述第二中间主信号求相关，以产生所述第二转向信号。
4.根据权利要求1所述的方法，其中获得所述第二转向信号包括：
将所述第二中间辅助信号与所述第一中间主信号组合，以产生第三中间辅助信号和第二中间主信号；
对所述第二中间主信号和所述第三中间辅助信号的共轭求相关，以产生第二相关积；
响应于确定所述第二相关积不等于零，
使用所述第二相关积更新所述第二转向信号，以及
重复所述获得所述第二转向信号；以及
响应于确定所述第二相关积等于零，保持所述第二转向信号。
5.根据权利要求1所述的方法，其中生成所述第一中间辅助信号、所述第二中间辅助信号和所述第一中间主信号包括：
对第二相位模式信号和第三相位模式信号进行反向移相并组合，以产生所述第一中间辅助信号和所述第二中间辅助信号；以及
使用复数因子对第一相位模式信号进行缩放，以产生所述第一中间主信号。
6.根据权利要求1所述的方法，其中生成所述第一中间辅助信号、所述第二中间辅助信号和所述第一中间主信号包括：
使用第一复数因子对所述第二相位模式信号进行移相和缩放，以产生所述第一中间辅助信号；
使用第二复数因子对所述第二相位模式信号进行移相和缩放，以产生所述第二中间辅助信号，其中所述第二复数因子与所述第一复数因子不同；以及
使用第三复数因子对所述第一相位模式信号进行缩放，以产生所述第一中间主信号。
7.根据权利要求1所述的方法，其中获得所述第一转向信号包括：
对求值，
其中θs为与所述第一转向信号成比例的电移相，为所述接收的信号的源的径向方位，θp为所述接收的信号的源的周向方位，M0为所述第一中间主信号，A01为所述第一中间辅助信号，N为天线元件阵列中元件的数量，m(t)为所述第一中间主信号的调制，μ为所述第一转向信号的反馈增益或步长，q为在对与所述接收的信号的源的径向方位相关的量进行近似中的缩放因子，Re{.}为返回参数实部的函数。
8.根据权利要求7所述的方法，进一步包括重复所述求值直至所述第一转向信号收敛，使得所述电移相θs的负值收敛到所述接收的信号的所述源的周向方位θp，据此
9.根据权利要求1所述的方法，其中获得所述第二转向信号包括：
对求值，其中为与所述第二转向信号成比例的电移相，为所述接收的信号的源的径向方位，M2为第二中间主信号，A2S为第三中间辅助信号，N为天线元件阵列中元件的数量，m(t)为所述第二中间主信号的调制，ε为所述第二转向信号的反馈增益或步长并且比增益或步长μ小得多，q为在对与所述接收的信号的源的径向方位相关的量进行近似中的缩放因子。
10.根据权利要求9所述的方法，其中进一步包括重复所述求值直至所述第二转向信号收敛，使得的负值收敛至所述接收的信号的源的所述径向方位的qN/2倍，据此
11.一种操作波束转向系统的方法，所述方法包括：
所述波束转向系统根据1阶相位模式信号生成第一中间辅助信号和第二中间辅助信号；
所述波束转向系统根据0阶相位模式信号生成第一中间主信号；
所述波束转向系统根据所述第一中间辅助信号和所述第一中间主信号产生第一转向信号，以在周向维度上将天线元件阵列导向至所述相位模式信号的源；
所述波束转向系统根据所述第一中间主信号和所述第二中间辅助信号产生第三中间辅助信号和第二中间主信号；
所述波束转向系统根据所述第三中间辅助信号和所述第二中间主信号产生第二转向信号，以在径向维度上将所述天线元件阵列导向至所述相位模式信号的所述源；以及
所述波束转向系统根据所述第一中间辅助信号、所述第一中间主信号及所述第二转向信号产生输出信号，所述输出信号对应于所述天线元件阵列接收的信号的最大强度。
12.根据权利要求11所述的方法，进一步包括：根据所述1阶相位模式信号和缩放因子生成所述第二中间辅助信号。
13.根据权利要求12所述的方法，其中所述缩放因子为2。
14.根据权利要求11所述的方法，进一步包括，根据所述1阶相位模式信号和-1阶相位模式信号生成所述第一中间辅助信号和所述第二中间辅助信号。
15.根据权利要求11所述的方法，进一步包括：根据所述1阶相位模式信号和-1阶相位模式信号、所述第一中间辅助信号、所述第二中间辅助信号、所述第一中间主信号、所述第一转向信号以及所述第二转向信号，产生输出辅助信号。
16.一种波束转向控制系统，包括：
可变相位组合器，配置为，根据与接收的信号相关联的1阶相位模式信号和-1阶相位模式信号中的至少一个相位模式信号，生成第一中间辅助信号和第二中间辅助信号；
相移分配器，配置为，根据与所述接收的信号相关联的0阶相位模式信号，生成第一中间主信号；
第一转向信号单元，可操作地耦接至所述第一中间辅助信号及所述第一中间主信号，所述第一转向信号单元配置为产生第一转向信号以在周向维度上将天线元件阵列导向至所述接收的信号的源；
第二可变比例组合器，可操作地耦接至所述第一中间主信号及所述第二中间辅助信号，所述第二可变比例组合器配置为产生第三中间辅助信号和第二中间主信号；
第二转向信号单元，可操作地耦接至所述第三中间辅助信号和所述第二中间主信号，所述第二转向信号单元配置为产生第二转向信号以在径向维上将所述天线元件阵列导向至所述接收的信号的源；以及
第一可变比例组合器，可操作地耦接至所述第一中间辅助信号、所述第一中间主信号和所述第二转向信号，所述第一可变比例组合器配置为产生输出信号，所述输出信号对应于所述天线元件阵列接收的信号的最大强度。
17.根据权利要求16所述的波束转向控制系统，其中所述可变相位组合器配置为，根据所述1阶相位模式信号生成所述第一中间辅助信号，并根据所述1阶相位模式信号和缩放因子生成所述第二中间辅助信号。
18.根据权利要求17所述的波束转向控制系统，其中所述缩放因子为2。
19.根据权利要求16所述的波束转向控制系统，其中：
所述可变相位组合器配置为，根据所述-1阶相位模式信号生成所述第一中间辅助信号；以及
所述第一转向信号单元配置为，在将生成的所述第一转向信号用作所述可变相位组合器的控制信号之前，将所述第一转向信号导向至反向器。
20.根据权利要求16所述的波束转向控制系统，其中所述第一转向信号单元包括第一零滞后相关器，所述第二转向信号单元包括第二零滞后相关器。
21.根据权利要求16所述的波束转向控制系统，进一步包括与所述可变相位组合器耦接的所述天线元件阵列。
22.根据权利要求21所述的波束转向控制系统，其中所述天线元件阵列为环形天线元件阵列、基本环形的天线元件阵列、多边形天线元件阵列、设置为一个或多个同心环的多个天线元件、以及共同环阵列中多个天线元件中的一种。
23.一种波束转向控制系统，包括：
配置为接收将要跟踪的信号的天线元件阵列；
相位模式生成单元，可操作地耦接至所述天线元件阵列，所述相位模式生成单元配置为从所述接收的信号生成第一相位模式信号、第二相位模式信号和第三相位模式信号；
可变相位组合器/分配器VPC，可操作地耦接至所述相位模式生成单元，所述VPC配置为根据所述相位模式信号生成第一中间辅助信号、第二中间辅助信号和第一中间主信号；
第一转向信号单元，可操作地耦接至所述VPC，所述第一转向信号单元配置为从所述第一中间主信号和所述第一中间辅助信号获得与所述接收的信号的周向转向角成比例的第一转向信号，其中所述获得与所述接收的信号的周向转向角成比例的第一转向信号包括：对所述第一中间辅助信号的共轭和所述第一中间主信号求相关，以产生所述第一转向信号；以及
第二转向信号单元，可操作地耦接至所述VPC，所述第二转向信号单元配置为从所述第二中间辅助信号和所述第一中间主信号获得与所述接收信号的径向转向角成比例的第二转向信号。
24.根据权利要求23所述的波束转向控制系统，其中所述第一转向信号单元配置为对所述第一中间辅助信号的共轭和所述第一中间主信号求相关，以产生第一相关积，其中响应于确定所述第一相关积不等于零，所述第一转向信号单元配置为使用所述第一相关积更新所述第一转向信号，并重复获得所述第一转向信号，以及其中响应于确定所述第一相关积等于零，所述第一转向信号单元配置为保持所述第一转向信号。
25.根据权利要求23所述的波束转向控制系统，其中所述第二转向信号单元配置为将所述第二中间辅助信号与所述第一中间主信号组合，以产生第三中间辅助信号和第二中间主信号，并对所述第二中间主信号和所述第三中间辅助信号的共轭求相关，以产生第二相关积，其中响应于确定所述第二相关积不等于零，所述第二转向信号单元配置为使用所述第二相关积更新所述第二转向信号，并重复获得所述第二转向信号，以及其中响应于确定所述第二相关积等于零，所述第二转向信号单元配置为保持所述第二转向信号。
26.根据权利要求23所述的波束转向控制系统，其中所述VPC配置为对第二相位模式信号和第三相位模式信号进行反向移相并组合，以产生所述第一中间辅助信号和所述第二中间辅助信号，并使用复数因子对第一相位模式信号进行缩放，以产生所述第一中间主信号。
27.根据权利要求23所述的波束转向控制系统，其中所述第一转向信号单元配置为对求值，其中θs为与所述第一转向信号成比例的电移相，为所述接收的信号的源的径向方位，θp为所述接收的信号的源的周向方位，M0为所述第一中间主信号，A01为所述第一中间辅助信号，N为天线元件阵列中元件的数量，m(t)为所述第一中间主信号的调制，μ为所述第一转向信号的反馈增益或步长，q为对在与所述接收的信号的源的径向方位相关的量进行近似中的缩放因子，Re{.}为返回参数实部的函数。
28.根据权利要求23所述的波束转向控制系统，其中所述第二转向信号单元配置为对求值，其中为与所述第二转向信号成比例的电移相，为所述接收的信号的源的径向方位，M2为第二中间主信号，A2S为第三中间辅助信号，N为天线元件阵列中元件的数量，m(t)为所述第二中间主信号的调制，ε为所述第二转向信号的反馈增益或步长并比增益或步长μ小得多，q为对在与所述接收的信号的源的径向方位的相关的量进行近似中的缩放因子。
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