CN106533237B - 一种单相多模块级联h桥变换器电压平衡控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开的一种单相多模块级联H桥变换器电压平衡控制方法，包含以下步骤：在静止坐标系下采用双闭环控制结构作为系统的主控制器，输出系统的共同调制比；通过电压平衡控制器实现各个H桥变换器的直流侧电压平衡，由均压环得到前N‑1个H桥变换器的调制比修正量，通过求取耦合效应系数最小值得到第N个H桥变换器的调制比修正量，由N个H桥变换器的调制比修正量分别与系统的共同调制比叠加构成N个H桥变换器调制比，使得各个H桥变换器有功功率按需分配，维持各个H桥变换器直流侧电压平衡，其中N≥2。本发明的方法，能够实现电网侧单位功率因数、电网电流正弦度高，并减小了附加电压平衡控制器与主控制系统之间的耦合效应。

Description

一种单相多模块级联H桥变换器电压平衡控制方法
技术领域
本发明涉及智能电网领域，特别涉及一种单相多模块级联H桥变换器电压平衡控制方法。
背景技术
近年来，随着智能电网、分布式发电等建设的不断推进，高压大功率的智能型电力电子设备在工业方面的应用越来越广泛，对功率开关器件的性能要求也随之提高，虽然近年来功率半导体技术取得了很大进步，并研发出了SiC、CaN等新型材料的功率开关器件，但受限于目前的工艺水平，单个开关器件的功率等级与开关频率之间相互制约的问题仍旧没能得到很好的解决。
级联H桥变换器，是解决现有电力电子功率器件耐压等级和电力电子变流器高压大功率之间矛盾的有效技术方案，通过多个相同的H桥功率模块以串联组合的结构所形成的单相变换器，能够在运用较低电压应力开关器件情况下，实现电力电子装置电压等级的提升。相对于二极管钳位型和电容钳位型等多电平拓扑结构，级联H桥变换器具有控制简单、结构模块化、易于扩展、功率开关器件较少等诸多优势。因此，该拓扑结构广泛应用于中高压大功率电力电子设备中。
由于各H桥变换器功率器件参数、驱动信号延时、直流侧负载大小不完全一致等因素，会导致各H桥变换器直流侧电压不平衡，将对级联H桥变换器交流侧输出特性产生恶化影响，谐波畸变率将相应增大。当不平衡度较大时会影响系统的稳定运行并引起装置的损坏，需要通过附加一个电压平衡控制器来实现各个H桥变换器直流侧电压的平衡。但在设计电压平衡控制器时，没有考虑在电压不平衡情况下附加的电压平衡控制器与主控制系统之间的耦合效应，将影响整个系统控制环路的动态性能。所以必须采取相应的控制方法来保证各模块直流侧电压平衡，并且减小电压平衡控制器与主控制系统之间的耦合效应。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种单相多模块级联H桥变换器电压平衡控制方法。
本发明的目的通过以下的技术方案实现：
一种单相多模块级联H桥变换器电压平衡控制方法，包含以下步骤：
S1、在静止坐标系下采用双闭环控制结构作为系统的主控制器，输出系统的共同调制比，其中电压外环采取PI控制，电流内环采取准PR控制；
S2、通过电压平衡控制器实现各个H桥变换器的直流侧电压平衡，由均压环得到前N-1个H桥变换器的调制比修正量，通过求取耦合效应系数最小值得到第N个H桥变换器的调制比修正量，由N个H桥变换器的调制比修正量分别与系统的共同调制比叠加构成N个H桥变换器调制比，使得各个H桥变换器有功功率按需分配，维持各个H桥变换器直流侧电压平衡，其中N≥2。
所述步骤S1，具体为：系统主控制器采用在静止坐标系下的双闭环控制方式，包括
S101、对各个H桥变换器的直流侧电压进行采样，将采样电压的平均值作为电压外环的反馈量与给定值进行比较，二者之间的误差经过电压外环PI调节后得到网侧电流指令值的幅值，再与交流电网电压PLL锁相环提供的相位信息相乘作为电流内环的指令电流；
S102、对网侧电流进行采样，将指令电流与网侧采样电流进行比较，二者之间的误差经过电流内环准PR调节后得到系统的共同调制比。
所述步骤S2，具体为：通过修改各个H桥变换器的调制比的方式来实现电压平衡，包括
S201、对于前N-1个H桥变换器：将前N-1个H桥变换器的直流采样电压分别作为各均压环的反馈量，将N个H桥变换器的直流采样电压的平均值作为各均压环的给定值，两者进行比较，误差经过均压环PI调节后得到的值与交流电网电压PLL锁相环得到的相位信息相乘，得到前N-1个H桥变换器的调制比修正量；
S202、对于第N个H桥变换器：求取主控制器与电压平衡控制器之间的耦合效应系数ε的最小值，得到第N个H桥变换器的调制比修正量ΔdN；
S203、将各个H桥变换器的调制比修正量分别与系统的共同调制比叠加，构造各个H桥变换器的调制比；
S204、N个H桥变换器分别得到对应的调制比信号，三角载波依次移相180°/N，各个H桥变换器的调制比信号分别与移相三角载波比较得到各个H桥变换器的驱动信号。
步骤S202中，所述主控制器与电压平衡控制器之间的耦合效应系数ε的计算公式如下：
式中，为N个H桥变换器的直流侧总电压的平均值，d为系统的共同调制比，Vdci为第i个H桥变换器的直流侧电压，di为第i个H桥变换器的调制比；i＝1,2,...,N-1。
步骤S202中，所述第N个H桥变换器的调制比修正量ΔdN的计算公式如下：
式中，ΔVi为前N-1个H桥变换器的误差电压，d为系统的共同调制比，Vdci为第i个H桥变换器的直流侧电压，Δdi为为第i个H桥变换器的调制比修正量，VdcN为第N个H桥变换器的直流侧电压；i＝1,2,...,N-1。
所述级联H桥变换器采用N个H桥变换器串联，每个H桥变换器的直流侧输出相同的直流电压，级联H桥变换器的功率主电路输入侧连接高压交流电网。
本发明与现有技术相比，具有如下优点和有益效果：
本发明可以实现各模块直流侧电压平衡，同时可以实现电网侧单位功率因数运行、交流侧输入电流高度正弦、单个开关管器件电压应力低等功能。相比于以前的控制方式，该控制方式不仅能够维持直流侧电压平衡，并且能够有效减小附加的电压平衡控制器与主控制系统之间的耦合效应，提高整个系统控制环路的动态性能。
附图说明
图1为本发明所述单相N模块级联H桥变换器主功率电路的电路图。
图2为本发明所述电压电流双闭环主控制器的示意图。
图3为本发明所述电压平衡控制器的示意图。
具体实施方式
下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
一种单相多模块级联H桥变换器电压平衡控制方法，能够维持直流侧电压平衡，并且能够有效减小附加的电压平衡控制器与主控制系统之间的耦合效应。
图1为单相N模块级联H桥变换器的功率主电路(其中N＝1,2,…,n)。
图2为级联H桥变换器主控制器采用的是静止坐标系下双闭环控制，包括电压外环与电流内环，经过双闭环输出共同调制比，在载波移相调制下实现级联H桥变换器各H桥模块直流侧电压之和的稳定输出、电网侧单位功率因数、交流侧输入电流正弦化，虚线部分是由电压平衡控制器产生的调制比修正量。该方法包括以下步骤：
(a)对各H桥模块直流侧电压Vdci进行检测并求和VD，并与直流侧电压总给定值进行比较，它们的误差经过电压外环PI调节输出指令电流的幅值，PLL锁相环提供交流电网电压Vs的相位信息cos(ωt+θ)，将指令电流幅值与cos(ωt+θ)相乘得到指令电流 表达式如(1-1)：
(b)对网侧交流输入电流Is进行检测，将(a)中得到的指令电流与网侧交流输入电流Is进行比较，它们的误差经过电流内环准PR调节并加入前馈量电网电压Vs，再除以各H桥模块直流侧电压之和VD得到系统的共同调制比d。
如图1所示级联H桥变换器主电路拓扑，根据KVL可列出双闭环主控制器系统下的电路微分方程如式(1-2)：
系统在加入电压平衡控制器后，定义各H桥模块的调制比为di，如图2虚线部分所示，可得式(1-3)：
di＝d+Δdi (1-3)其中Δdi为附加电压平衡控制器产生的各H桥模块调制比修正量。
可以得到在加入电压平衡控制器后的电路微分方程如式(1-4)：
将式(1-4)改写为式(1-5)
其中为各H模块直流侧总电压的平均值，表达式如(1-6)：
通过比较式(1-5)和式(1-2)可以发现，是由加入电压平衡控制器后产生的附加项，即电压平衡控制器与主控制系统之间具有耦合关系，需要合理设计电压平衡控制器减小耦合效应，使附加均压环节对主控制系统不产生影响。
定义电压平衡控制器与主控制系统之间的耦合效应系数如式(1-7)：
图3为减小控制器之间耦合效应的电压平衡控制方法，通过电压平衡控制器得到各H桥模块的调制比修正量，该方法包括以下步骤：
(a)对前N-1个H桥模块直流侧电压Vdci(i＝1,2,...,N-1)进行检测，并分别与直流侧总电压的平均值进行比较，它们的误差ΔVi(i＝1,2,...,N-1)分别经过均压环PI调节并与交流电网电压PLL锁相环得到的相位信息相乘，得到前N-1个H桥模块的调制比修正量Δdi(i＝1,2,...N-1)。
(b)对于第N个H桥模块，为减小主控制器与电压平衡控制器之间的耦合效应，耦合效应系数需要取得最小值，即满足式(1-8)：
其中各H桥模块直流侧电压Vdci表达式可写为(1-9)：
结合式(1-3)、(1-9)，式(1-8)可改写为式(1-10)：
式(1-10)经过简化运算处理，得到第N个H桥模块的调制比修正量表达式如(1-11)：
第N个H桥模块直流侧电压VdcN与直流侧电压平均值比较得到误差ΔVN，与前N-1个H模块的误差电压ΔVi(i＝1,2,...,N-1)相加得到将与双闭环控制输出的共同调制比d相乘并累加得到将前N-1个H桥模块直流侧电压Vdci(i＝1,2,...,N-1)分别与各自H桥模块对应的调制比修正量Δdi(i＝1,2,...N-1)相乘并累加得到将与作差，再除以第N个模块直流侧电压Vdci，从而得到第N个H桥模块的调制比修正量ΔdN。
(c)如图2虚线部分所示，将各H桥模块调制比修正量Δdi(i＝1,2,...N)，分别与共同调制比d叠加，构成各H桥模块调制比di(i＝1,2,...N)。
(d)N个H桥模块分别得到对应的调制比信号di，三角载波依次移相180°/N，各模块的调制信号di分别与移相三角载波比较得到各H桥模块的驱动信号。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种单相多模块级联H桥变换器电压平衡控制方法，其特征在于，包含以下步骤：
S1、在静止坐标系下采用双闭环控制结构作为系统的主控制器，输出系统的共同调制比，其中电压外环采取PI控制，电流内环采取准PR控制；
S2、通过电压平衡控制器实现各个H桥变换器的直流侧电压平衡，由均压环得到前N-1个H桥变换器的调制比修正量，通过求取耦合效应系数最小值得到第N个H桥变换器的调制比修正量，由N个H桥变换器的调制比修正量分别与系统的共同调制比叠加构成N个H桥变换器调制比，使得各个H桥变换器有功功率按需分配，维持各个H桥变换器直流侧电压平衡，其中N≥2；
所述步骤S2，具体为：通过修改各个H桥变换器的调制比的方式来实现电压平衡，包括
S201、对于前N-1个H桥变换器：将前N-1个H桥变换器的直流采样电压分别作为各均压环的反馈量，将N个H桥变换器的直流采样电压的平均值作为各均压环的给定值，两者进行比较，误差经过均压环PI调节后得到的值与交流电网电压PLL锁相环得到的相位信息相乘，得到前N-1个H桥变换器的调制比修正量；
S202、对于第N个H桥变换器：求取主控制器与电压平衡控制器之间的耦合效应系数ε的最小值，得到第N个H桥变换器的调制比修正量ΔdN；
S203、将各个H桥变换器的调制比修正量分别与系统的共同调制比叠加，构造各个H桥变换器的调制比；
S204、N个H桥变换器分别得到对应的调制比信号，三角载波依次移相180°/N，各个H桥变换器的调制比信号分别与移相三角载波比较得到各个H桥变换器的驱动信号。
2.根据权利要求1所述单相多模块级联H桥变换器电压平衡控制方法，其特征在于，所述步骤S1，具体为：系统主控制器采用在静止坐标系下的双闭环控制方式，包括
S101、对各个H桥变换器的直流侧电压进行采样，将采样电压的平均值作为电压外环的反馈量与给定值进行比较，二者之间的误差经过电压外环PI调节后得到网侧电流指令值的幅值，再与交流电网电压PLL锁相环提供的相位信息相乘作为电流内环的指令电流；
S102、对网侧电流进行采样，将指令电流与网侧采样电流进行比较，二者之间的误差经过电流内环准PR调节后得到系统的共同调制比。
3.根据权利要求1所述单相多模块级联H桥变换器电压平衡控制方法，其特征在于，步骤S202中，所述主控制器与电压平衡控制器之间的耦合效应系数ε的计算公式如下：
式中，为N个H桥变换器的直流侧总电压的平均值，d为系统的共同调制比，Vdci为第i个H桥变换器的直流侧电压，di为第i个H桥变换器的调制比；i＝1,2,...,N-1。
4.根据权利要求1所述单相多模块级联H桥变换器电压平衡控制方法，其特征在于，步骤S202中，所述第N个H桥变换器的调制比修正量ΔdN的计算公式如下：
式中，ΔVi为前N-1个H桥变换器的误差电压，d为系统的共同调制比，Vdci为第i个H桥变换器的直流侧电压，Δdi为为第i个H桥变换器的调制比修正量，VdcN为第N个H桥变换器的直流侧电压；i＝1,2,...,N-1。
5.根据权利要求1至4任一权利要求所述单相多模块级联H桥变换器电压平衡控制方法，其特征在于，所述级联H桥变换器采用N个H桥变换器串联，每个H桥变换器的直流侧输出相同的直流电压，级联H桥变换器的功率主电路输入侧连接高压交流电网。
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