CN1064794C - 多路接入上变频/调制器及方法 - Google Patents

Abstract

一种多路接入数字上变频/调制器包括与第一，第二内插滤波器(1610，1626)相连接具有多个输入端和输出端(1602，1604)的选择器(1606，1608)。第一内插滤波器的输出选择性地与一个第一混频器(1612)和一个第一加法器(1622)相连接，第一加法器同时接收一个第一相位值，输出端与一个第一相位累加器(1616)相连接，相位累加器的输出与一个第一正弦波发生器(1614)相连接，并选择性地与第二正弦波发生器(1630)相连接。各个第一，第二混频器的输出选择性地与一个输出加法器(1634)和第一，第二混频器的输入端相连接。第二内插滤波器(1626)的输出选择性地与一个第二混频器(1628)和一个第二加法器(1638)相连接，加法器也同样接收一个第二相位值，输出端与一个第二相位累加器(1640)相连接，相位累加器的输出选择性地与一个第二正弦波发生器相连接。

Description

多路接入上变频/调制器及方法

本发明涉及通信系统收发信机，尤其涉及一种用于通信系统收发信机的多路接入数字上变频／调制器。

用于通信系统的发射机和接收机，通常被设计成发射和接收一组具有不同带宽的信号中的一个，这个信号落在某个特定的范围内。本领域的技术人员将会了解，这些发射机和接收机，在相应的设计带宽内发射或截获电磁辐射。电磁辐射可以由多种装置，包括天线，波导，同轴电缆和光纤，输入接收机或由发射机输出。

这些通信系统的发射机和接收机，虽然具有发射和接收多个信号的功能，但是对应每一个不同频率或带宽的具体信号，都要重复相同的电路。这种电路复制并非多路通信装置的理想结构，因为为各通信信道建造独立的发射机和／或接收机，将会增加装置的费用和复杂程度。

可以有另外一种可选发射机和接收机结构，它具有发射和接收多信道宽带信号的功能。这种可选发射机和接收机首先对设计带宽内的信号，根据奈奎斯特准则(即数字化采样速率至少等于信号带宽的两倍)进行数字化，所使用的数字化装置(即模拟数字转换器)必须工作于足够高的采样速率。然后对数字化信号采用数字信号处理技术进行预处理或后处理，把数字化带宽内多个信道区分开来。

参照图1所示出的一种现有的宽带收发信机100。射频(RF)信号由天线102接收，由RF转换器104和模拟数字转换器106进行处理和数字化。数字化信号再经过离散傅立叶变换108，信道处理器110的处理，从信道处理器110进入蜂窝网络和公共交换电话网(PSTN)。发射模式下，从蜂窝网络接收到的信号经过信道处理器110，傅立叶反变换(IDFT)114，数字模拟变换器116进行处理。数字模拟变换器116输出的模拟信号，在RF上变频器118内进行上变频，由天线120发射。

这种可选通信装置的缺陷在于，它的数字处理部分必须有足够高的采样速率，来保证能奈奎斯特准则够满足接收到的最大频宽，这个最大频宽是组成复合接收电磁辐射带宽的各独立通信信道的总和。如果复合带宽信号非常宽，通信装置的数字信号处理部分将十分昂贵，并且耗费相当多的能量。此外，由DFT或IDFT滤波技术生成的信道一般来说都必须相互邻接。

需要一种这样的发射机和接收机，正象前文所提到的，使用同一个发射或接收电路，实现对存在于相应信道中的多个信号的发射和接收。尽管如此，这种发射接收机电路，最好能够减少上述收发信机结构所带来的通信装置设计约束。如果这种发射接收机的构造得到改善，将非常适用于蜂窝无线电话通信系统。蜂窝基站通常需要在一个宽的频带范围内(比如说：824MHz到894MHz)发射和接收多路信号。此外，市场对蜂窝电话基础设施，和用户装置制造商的压力也促使制造商寻找降低通信装置成本的途径。同样，这种多信道发射机接收机结构，将很好的适用于基站服务范围较小(与其他蜂窝系统相比)的个人通信系统，这是由于个人通信系统需要有大量的基站来覆盖一定的区域，购买基站装置的操作人员当然会希望注册许可服务范围内的通信装置比较简单而且价格便宜。

设计使用共享模拟信号处理单元多路通信装置的蜂窝和PCS制造商，可能还会获得另一优势。传统的通信装置被设计成为只能在一种信息信号编码和信道化标准的模式下工作。而多信道通信装置包含一个数字信号处理部分，可以在制造过程中，或者安装后的现场通过软件随意重新编程，这些多信道通信装置因而能够按照任何一种信息信号编码和信道标准来运行。

传统通信系统设计的另一缺陷在于，与通信系统相关联的硬件通常只提供单一的接入方式(即：增强型移动电话服务系统(AMPS)，窄带增强型移动电话服务系统(NAMPS)，美国数字蜂窝系统(USDC)，个人数字蜂窝系统(PDC)和其他类似通信接入方式)。如果要提供多种接入方式，即以任何方式进入通信系统，就会有相当的硬件重复和成本的要求。所以需要有提供多种接入方式，同时并不显著增加硬件和相应成本的通信装置。

本发明的许多优点和特性将通过后文参照附图，对本发明若干优选实施例进行详细描述而得到进一步理解。

图1为现有技术多信道收发信机框图；

图2为根据本发明一个优选实施例多信道接收机的框图；

图3为根据本发明一个优选实施例多信道发射机的框图；

图4为根据本发明一个优选实施例多信道收发信机的框图；

图5为根据本发明另一个优选实施例，如图2所示多信道接收机被更改提供信道搜寻功能的框图；

图6为根据本发明另一个优选实施例多信道收发信机的框图；

图7为根据本发明另一个优选实施例多信道收发信机的框图；

图8为根据本发明一个优选实施例，一个多信道收发信机数据流向的框图；

图9为根据本发明另一个优选实施例，一个多信道收发信机数据流向的框图；

图10为根据本发明另一个优选实施例，一个多信道收发信机数据流向的框图；

图11为根据本发明一个优选实施例，用于图5中多信道发射机数字转换模型的框图；

图12为根据本发明一个数字下变频器的一个优选实施例的框图；

图13为根据本发明一个数字上变频器的一个优选实施例的框图；

图14为适用于本发明数字上变频器的上变频器的框图；

图15为适用于本发明数字上变频器的调制器的框图；

图16为本发明数字上变频器／调制器优选实施例的框图；

图17为根据本发明的一个信道处理卡优选实施例的框图；

图18为根据本发明的另一个信道处理卡优选实施例的框图；

图19为根据本发明优选实施例搜寻过程的流程图。

本发明所指的宽带多信道发射接收机(收发信机)，同时具备高度的灵活性和冗余度，特别适用于蜂窝或PCS通信系统。收发信机提供对多副天线的支持，实现扇形蜂窝操作，分集接收，冗余处理，或者按照需要实现以上性能的组合，用户的容量增加了，而成本被降低下来。本发明的收发信机采用一种实际结构，通过后续数字处理和动态装置分享(DES)增强性能，从而实现上述及其他功能。

本发明进一步提供多种接入方式，而不需要显著的硬件复制。根据本发明的收发信机配备可编程的数字下变频器(DDC)，和可编程的数字上变频器(DUC)。这就是说，每个DUC和DDC都可以被编程提供不同的截取／内插系数，满足不同格式和带宽信号接入方式的要求。但是，DUC的可编程性并不完全支持多路接入，所以本发明的DUC还包含一个唯一的的硬件结构，既支持频率调制，又支持正交(I和Q)上变频，却没有显著的硬件重复和相应成本增加。

参照图4，示出一种根据本发明优选实施例的收发信机400。为讨论方便起见，收发信机400的宽带多信道数字接收机，和发射机部分的优选实施例200和300也被论及。进一步，为描述本发明的优选实施例，还将对一种工作于蜂窝射频带的收发信机加以描述。总之，本发明可以被理解为适用于任何一种RF通信频带业务方式，例如：包括PCS频带和类似频带。

参照图2，示出一种根据本发明优选实施例的宽带数字接收机部分(接收机)200。接收机200包括多个分别与相应混频器204相连接的天线202(由独立的天线1，3，…，n-1组成)，把从天线202接收到的RF信号转换成中频(IF)信号。应当了解，混频器204的信号处理元件至少包括滤波器，放大器，和晶体震荡器，用于预处理接收到的RF信号，分离出所需要的RF频带，将RF信号混频成所需要的IF信号。

IF信号接下来被传送到多个模拟数字转换器(ADC)210，希望的整个信号带宽被数字化。现有宽带接收机过去的缺陷在于：要完整精确地数字化整个频带，ADC的采样频率可能会非常高。例如，蜂窝A和B波段占用RF频带25兆赫兹带宽。根据著名的奈奎斯特准则，用一个ADC对整个频带精确数字化，要求器件至少能够工作在50MHz以上(或者是每秒五千万个采样)。这种器件正在变得更为普遍，本发明在使用最新ADC的技术的问题上也进行了反复考虑。但是与此同时，普通转让的美国专利申请Smith等人所著”Split Frequency band Signal Digitizer andMethod”，Elder所著”Wideband Frequency Signal Digitizer andMethod”，这些以参考的形式被特别提及的公开文献都提到了用单个ADC，以较低速率完整精确数字化宽带频率信号的器件和方法。ADC 210数字化IF信号产生数字信号，数字信号接下来被传送到数字下变频器(DDC) 214。

优选实施例的DDC 214，图12中更为清晰，包含一个使DDC 214可以从多副天线202选择一个IF信号的开关1216，根据1216的状态，DDC214通过图11中的底板连接1108，接收到达与所选天线相连接的ADC210的高速数字流(将近60MHz)，DDC214可选择特定频率(在数字域)截取(降低速率)和滤过与通信系统信道一致的信号。进一步参照图12，每一个DDC214都含有一个数字控制震荡器(NCO)1218和一个复数相乘器1220，对数字字流进行下变频。应注意，这是继混频器204对接收到的模拟信号，进行第一次下变频后的又一次下变频变换。下变频和复数相乘的结果为经过频域转换，中心频率零赫兹(基带或零中频)的，即包含同相分量I和正交分量Q的正交数字流。数据流的I，Q分量被分别传送到一对截取滤波器1222，进行降低带宽和数据速度的处理，与特定通信系统的空中接口相适应(公共空中接口或CAI)。优选实施例中，截取滤波器输出的数据速率大约是CAI所需带宽的2．5倍。应当理解为所需带宽可以改变优选的截取滤波器1222的输出速率。截取的数据流接下来通过数字滤波器1224的低通处理，去除不需要的偏移分量。截取滤波器1222和数字滤波器1224实现初步的选择，最终的选择由信道处理器228以熟知的方式完成。

从图2看到，优选实施例配备多个DDC214，各个DDC214与ADC210相连接，并选择多个ADC210／天线202中的一个，通过底板1106接收高速数字字流。DDC 214的输出，低速的数据流(例如：大约为10MHz，基带信号)，被连接到时分复用(TDM)总线226，经过输出格式器1232传送到多个信道处理器228。把DDC的输出置于TDM总线226，使任意一个信道处理器228，可以选择任意一个DDC214以接收基带信号。当某个信道处理器228或DDC214失效，信道处理器通过控制总线224和控制总线接口1234，将另一个有效信道处理器与有效DDC相连，以适当的竞争／仲裁处理方式避免两个信道处理器接入同一个DDC。尽管如此，优选实施例中，所有的DDC 214在TDM总线226上都分配有一定的时隙，与一个特定信道处理器228相连接。

信道处理器228可以通过总线224发送控制信号给DDC214，设置数字字流的处理参数。也就是说，信道处理器228能够指示DDC 214，选择处理数字数据流的下变频的频率，截取速率，和滤波器参数(例如：带宽，模型等等)。应当理解为，NCO1218，复数相乘器1220，截取器1222和数字滤波器1224响应数字控制调整信号处理参数。这样就使接收机200能够接收多种空中接口标准的通信信号。

继续参照图2，本发明的接收机还配备有多个接收机单元(图中标示为230和230’)。每一个接收机单元230和230’都包含前文所提到的部件，位于TDM总线226之前，接收和处理无线频率信号。为了用本发明实现分集接收功能，一对相邻的天线，一个来自与接收单元230相连接的天线组202，另一个来自与接收单元230’相连接的天线组202’(分别表示为2，4，…，n)，被设计为提供通信系统内一个扇区的服务。从天线202和202’接收到的信号各自独立地由接收单元230和230’进行处理。尽管应理解为只用到一条总线，接收机存储器230和230’的输出分别通过TDM总线226和226’，传输到信号处理器228，分集接收至此完成。

信号处理器228接收基带信号，对基带信号进行必要的处理和筛选，以恢复通信信道。处理过程至少包括在模拟CAI通信系统的声音滤波，数字CAI通信系统的前向纠错，和所有通信系统的接收信号强度指示(RSSI)。各信道处理器228独立恢复业务信道。为进一步实现分集，每一个信道处理器228监听分配给一个扇区的一对天线，同时接收和处理两个基带信号。此外，信道处理器228配备了一个到通信网络的接口426，图4，例如在一个蜂窝通信系统中，通过适当的中介连接到基站控制器或移动交换中心。

参照图17，示出一个信道处理器228的优选实施例。如下所述，每一信道处理器都可以进行发射和接收操作。优选实施例中，每一信号处理器228最多能够支持通信系统8条信道的发射和接收(分集接收模式下为4条信道)。输入／输出(I／O)端口1740和1740’接收到的分别来自TDM总线226或226’的低速基带信号，被传送给一对处理器1742和1742’。与各处理器1742和1742’相连接的是数字信号处理器(DSP)1744和1744’和存储器1746和1746’。每个处理器1742和1742’支持四条通信信道。如图17所示，在一个优选实施例中，处理器1742和1742’可以放设置成监听接收单元230或230’中的一个，或着按照优选分集方案的要求监听两个单元。这种结构在分集的同时具有一定冗余度。在接收模式下，如果处理器1742和1742’中的一个失效，由于另一个处理器仍然可以处理相应接收单元的基带信号，所以只可能失掉分集接收功能。应当了解，处理器1742和1742’可以由适当的分集选择和分集合并来实现，处理器1742和1742’进一步分别与控制部件1748和1748’通信，处理并向DDC214传送控制信息，中间经过I／O端口1740和1740’和提到过的控制总线224。

继续参照图17和图4，说明收发信机400的发射机部分300(发射机)。发射模式下，信道处理器228从通信系统网络接收将在通信信道中传输的下行通信信号(通过图17中未示出的接口436)。比如说，这些下行链路信号可以是面向整个区域(如一条寻呼信息)或者某个扇区(如一个切换命令)的控制或信令信息，也可以是下行链路的语音和／或数据(如一条业务信道)。在信道处理器228中，处理器1742和1742’独立处理下行链路信号，产生低速基带信号。传输模式下，信道处理器228能够支持八(8)条通信信道(可以是业务信道，信令信道，或是它们的组合)，如果处理器1742或1742’中的一个失效，对系统造成的影响是容量减少，但不会失掉整个区域或扇区。此外，去掉多个信道处理器228中的一个，只会失掉8条信道。

发射机300中对基带信号的处理与接收机200所完成的处理正好互补。低速的基带信号从信道处理器228经由I／O接口1740或1740’，被传送到TDM下行链路总线300和300’，尽管只有一条总线会被用到，再从那里到达多个数字上变频器(DUC)302。DUC302内插基带信号到一定的ovrn速率。内插处理使所有来自信道处理器228的基带信号具有相同的速度，可以在一个中心位置相加。内插后的基带信号接下来上变频成为某种IF信号，如四相移相键控信号(QPSK)，四相差分移相键控信号(DQPSK)，频率调制信号(FM)，或幅度调制信号(AM)，(I，Q输入，调制过程在信道处理器228内完成)。基带信号现在是载波调制后的从零赫兹偏移的高速基带信号。偏移量通过编程DUC302控制。基带调制信号在高速底板连接器304中，被传送到信号选择器306。信号选择器可以选择基带调制信号的子群。被选择的子群是将在通信系统某一特定扇区内发射的通信信道。基带调制信号的子群被传送到到数字加法器相加，高速信号总和经由底板连接器1130，被传送到数字模拟变换器(DAC)310转换成IF模拟信号。IF模拟信号由上变频器314上变频成为RF信号，被放大器418(图4)放大从天线420(图4)发射出去。

在优选实施例中，为进一步增强系统的可靠性，DAC 310置有由三个连接在RF块上的DAC311组，一个DAC与一个块相连接。DAC 311组把三个从底板连接器1130的独立信号总线313接收到的叠加信号转变成模拟信号。与采用一个DAC相比，这种方式增加了信号的动态范围。同时冗余度增加，因为当一个DAC失效，另外两个仍能继续工作。其结果只是系统容量的减少，而不会失掉整个区域或扇区。一组接收面向通信系统一个扇区的信号的DAC 311输出在加法器312中模拟相加，相加后的模拟信号被传送到上变频器314。

与接收机200相类似，发射机300也同样由多个发射单元构成(图中示出330和330’)。发射单元330和330’包括发射机300在信道处理器228和放大器418之间的所有装置。对每个发射单元330和330’，上变频器314对面向通信系统某一扇区的叠加模拟信号进行上变频，其输出在RF相加器316中相加。相加的RF信号被传送到放大器418，从420发射。如果整个发射单元330或330’失效，其结果仍然只是系统容量的减少，而不会是通信系统整个部分的丢失。

参照图13，示出根据本发明优选实施例的一个DUC 302。优选实施例配备有多个DUC 302，每一个DUC 302包含一个上变频／调制器1340，通过格式电路1341接收来自总线300和300’的下行链路基带信号，和来自控制总线224的控制信号。上变频／调制器1340的输出接下来传送给选择器306。优选实施例中，选择器可以采取双输入与门组的形式，一端输入连接到数据字的一个比特(即调制的基带信号)。只要控制线保持高电位(逻辑1)，输出就会跟踪输入的变化。选择器306的输出接下来被传送到一个数字加法器组1308，加法器把来自与其他DUC相连接的前一个数字加法器的数据加到信号通道上。前面已经指出，每一条信号通道对应通信系统的一个扇区，把相加的信号传送给DAC组311。如果选择器断开，选择器306的输出为零，作为相加器1308的一个输入使输入信号保持不变。应当理解为，相加器1308的输入端，输出端或二者同时需要进行标定使数字信号的总和处于相加器1308的动态范围之内。在这种情况下，表示指向通信系统特定扇区信号的DUC输出，可以被相加转换成为一个模拟信号。或者，如在优选实施例中所实现的，可以在装置中进一步收集起来，经过多个DAC转化成模拟信号，以增强系统的动态范围和提供冗余度。

参照图14，示出根据本发明进行I，Q调制的上变频器1400。上变频器1400包含第一和第二内插滤波器1402和1404(如有限脉冲响应(FIR)滤波器)分别对基带信号的I，Q分量实现内插。内插后的基带信号I，Q分量在混频器1406和1408内上变频，接收为数字控制震荡器(NCO)1410的输入。数字控制震荡器1410的输入为上变频频率ω0，与采样率倒数τ的乘积，乘积值为由上变频频率得到的固定相位增量。乘积项输入给NCO内部的相位累加器1410。相位累加器1412的输出为采样相位Φ，被分别传送给正弦波余弦波生成器1414和1416，用于产生上变频信号。上变频后的基带信号I，Q分量在相加器1418内相加，输出为上变频器1400的调制IF信号。

图15示出实现R， $\mathrm{\Θ}$ 调制，直接相位调制的调制器1500。调制器1500提供了一种简化方式，用于在上变频器1400上产生FM。基带信号被传送到内插滤波器1502(如FIR滤波器)，然后经定标器1504与kτ相乘。数字控制震荡器／调制器(NCOM)1508内部加法器1506，对内插标定后的基带信号和固定相位增量ω0τ进行相加运算。和值送到相位累加器1510，累加器输出的采样相位Φ，被传送到正弦波发生器1512，生成调制器1500调制的IF信号输出。

图14和15所示的装置都适用于本发明的上变频／调制器1340。但是上变频器1400不足以产生所提及的FM信号，调制器1500也没有I，Q分量的上变频过程。图16示出的优选上变频／调制器1340，不仅同时支持I，Q上变频和FM调制，而且在不显著增加基站硬件和成本的情况下支持多种接入方式。上变频／调制器1340为单基带信号提供I，Q上变频变换，为双基带信号提供R， $\mathrm{\Θ}$ 调制。

基带信号的I，Q分量或者两个R， $\mathrm{\Θ}$ 信号，分别从端口1602和1604输入上变频／调制器1340。信号选择器1606和1608根据上变频／调制器1340的工作模式在I，Q信号和R， $\mathrm{\Θ}$ 信号中加以选择。

考虑处理I，Q信号的过程，信号的I分量从选择器1606被传送到内插滤波器(例如，FIR滤波器)1610。内插后的I信号被传送到混频器1612，由余弦发生器1614输出的正弦波进行上变频。余弦波发生器1614接收来自相位累加器1616的一个输入采样相位Φ。选择器1618在I，Q上变频状态下选择零输入，选择器1618的输出通过标定器与kτ相乘，产生零输出在加法器1622与ω₀τ相加。这个和值，在I，Q模式下为ω0τ，就是产生采样相位输出Φ的相位累加器的输入。

信号的Q分量处理过程是类似的。Q分量经选择器1608的选择被传送到内插滤波器(例如，FIR滤波器)1626。内插后的信号被传送到混频器1628，由正弦发生器1630输出的正弦波进行上变频。在I，Q模式下，正弦波发生器1630接收相位累加器1616产生，来自选择采样相位Φ的选择器1632的一个输入。在I，Q模式，上变频的I，Q信号在相加器1634内相加，作为上变频／调制器1340的上变频／调制输出。

在R， $\mathrm{\Θ}$ 处理过程中，选择器1606和1608选择独立的R， $\mathrm{\Θ}$ 信号。对于R， $\mathrm{\Θ}$ 处理，上变频／调制器1340可以同时处理两个R， $\mathrm{\Θ}$ 信号。第一个信号R， $\mathrm{\Θ}$ -1通过内插滤波器1610实现内插和滤波。在R， $\mathrm{\Θ}$ 模式下，选择器1618选择内插后的R， $\mathrm{\Θ}$ -1信号，通过定标器与kτ相乘，并在加法器1622与ω₀τ相加。加法器的输出传送给相位累加器1616生成采样相位Φ，作为余弦波发生器1614的输入。余弦波发生器1614的输出为R， $\mathrm{\Θ}$ 处理模式下，上变频／调制器1340两个IF调制信号中的一个。

第二个R， $\mathrm{\Θ}$ 信号1R， $\mathrm{\Θ}$ -2，被选择器1608选中传送给内插滤波器1626。内插后的R， $\mathrm{\Θ}$ -2信号接下来传送给标定器与kτ相乘。被标定的信号在加法器1638与ω₀τ相加。加法器1638的输出为相位累加器1640的输入，累加器生成的输出采样相位Φ，被选择器1632选中传送给正弦波发生器1630。正弦波发生器1630的输出在R， $\mathrm{\Θ}$ 处理模式下，为上变频／调制器1340两个IF调制信号输出中的一个。

可以这样理解，为保证余弦波发生器1614和正弦波发生器1630输出相位的准确，传送到加法器1622和1638的值ω₀τ应当是一致的。此外，ω₀τ的值可以在信道处理器的控制下被设定，比如说选择余弦波发生器1614和正弦波发生器1630输出值的载波频率。同样，可以设定标定器值kτ，选择不同的频率偏差值。

分别描述了收发信机400的接收机200和发射机300后，下文将参照图4更加详细地描述收发信机400。收发信机400由两个收发信机单元402和404构成。两个单元完全相同，都包括多个RF处理块406，各RF处理块406包含一个RF混频器408和一个ADC410，连接在一起接收和数字化从天线412到达的信号。RF处理块406还包括三个DAC414，它们的输出经过加法器416的相加传送到RF上变频器418。RF上变频器417的输出进一步传送给一个RF加法器419，与来自收发单元404相应的输出相加。相加的RF信号传送给放大器418，在从天线420发射出去之前被放大。

从ADC410接收到的信号经由接收总线428，被传送到多个数字转换模块(DCM)426。同样，发射信号经由发射总线430从DCM426被传送到DAC414。可以了解到，作为RF构件432底板结构的接收总线428和发射总线430都是高速的数据总线。在优选实施例中，底板的传送速度大约有60MHz，尽管如此，封闭的物理连接使高速无显著差错传输成为可能。

参照图11，示出了DCM426的优选实施例。DCM426包含多个DDC专用集成电路(ASIC)1102和多个DUC ASIC 1104实现发射和接收信号的处理。接收信号从天线412经由接收底板连接1108，底板接收器1106和缓存／驱动单元1107，通过通信链路1110连接到DDC ASIC 1102。在优选实施例中，DCM426共有10个DDC ASIC 1120，正如前文所述，每一个DDC ASIC 1120内部构造三个独立的DDC。在优选实施例中，8个DDC ASIC 1120用于实现通信信道的功能，另外两个用于实现搜索功能。DDC ASIC 1120的输出通过链路1112，底板格式器1114和底板驱动器1116传送到底板连接1118。从底板连接1118，接收到的信号被传送到中间媒介450(图4)，进一步被传送给处理板块446中的信道处理器组448。

发射模式下，发射信号从信道处理器448经过接口媒介450和底板连接1118，穿过发射底板接收器1120和选择／格式器1124，被传送给多个DUCASIC 1104。每个DUC ASIC 1104包含4个独立的DUC，正如前文所述，DUC可以处理R， $\mathrm{\Θ}$ 模式下的4条信道或者I，Q模式下的2条信道。DUCASIC 1104的输出经由链路1126，被传送到发射底板驱动器1128和底板连接1130，然后传送给DAC 414。

应当理解为，需要向DCM 426提供适当的时钟信号，在图中标志为460。

考虑位于DCM 426和信道处理器448之间的中间媒介450，它可以是任何一种适当的通信媒介。例如：中间媒介可以是微波链路，TDM时段或者是光纤链路。这种安排方式允许把信道处理器448稳定地放置在远离DCM 426和RF处理块406的地方。这样，信道处理功能可以集中地完成，而收发功能可以在通信单元站完成。由于通信装置的重要部分可以远离实际的通信单元站，这种安排简化了通信单元站的结构。其结果是，装置所需要的物理空间相对减少，操作和维修活动相对集中，这对操作人员来说无疑是一种节约。

如图4所示，收发信机400包含三个DCM426，每一个DCM426的容量是12条信道。这样的安排使系统非常可靠。如果一个DCM426失效，整个系统丢失部分信道。此外，DCM可以被改装而提供多条空中接口功能。就是说，DCM上的DDC和DUC可以被单独编程用于特殊的空中接口。所以，收发信机400具有提供多种空中接口的功能。

从前文可以了解，收发信机400具有许多优点。参照图5，可以看到，收发信机400的接收机500与图2所示的接收机200非常相象。为简单起见，图中省略了DDC 214和TDM总线226，应当了解接收机500包含以上部分。接收机另外还包含一个DDC 502，通过选择器504连接到ADC506，用于接收来自天线508／混频器509的上行链路数字信号，并通过数据总线514向信道处理器510传输数据。在运行过程中，信道处理器为处理一条通信信道，有必要扫描其他天线使信号通过区域内的最佳天线进行传输。就是说，如果服务于另一扇区的天线能够提更好的通信质量，通信连接将通过那副天线上重新建立起来。信道处理器搜寻区域内的所有扇区来确定选中哪一副天线。本发明中，信道处理器510捕获DDC502的输出，并通过控制总线512对其编程，从而实现接收区域内所有天线的信号。信道处理器中比较接收到的信号，如信号强度指示(RSSI)等，判断是否存在更好的天线。与单副天线服务单个信道不同，DDC 502在信道处理器的指示下从多副天线接收区域内的信号，除此之外，DDC502内的处理与DDC214完全相同。

图19说明了一种信道搜索方法的1900-1926步，1900步，搜索开始，1902步设定计时器。判决步1904，信道处理器检查DDC302是否空闲，也即并不立刻搜索另一个信道处理器，如果空闲，判决步1906，检查控制总线312是否空闲，如果是，1908步计时器停止，1909步，信道处理器310截取控制总线312。1912步如果信道处理器302无法截取控制总线302，则返回1902步。如果DDC302或者控制总线312不空闲，则检查是否超时，在时间期限内将返回检查DDC是否已经空闲。如果已经超时，系统在1920步报错，即信道处理器310无法完成搜索功能。

如果1912步控制总线312成功地被截获，1914步，信道处理器编程DDC302实现搜索功能。如果1916步时DDC302已经被激活，1920步放弃编程，同时系统报错。否则DDC302接受编程信息，从1918步开始从不同的天线308收集采样值。1922步收集采样完成后，1924步，DDC被编程为空闲方式，1926步，流程结束。

收发信机400的另一个性能是为某一特定扇区或通信区域内所有扇区提供信令。再参照图3和图13，上变频／调制器1340的输出被传送到选择器306，选择器306从多个上变频／调制器的输出中选择指向通信区域中某一特定扇区的信令。如图3所示，对于一个三扇区的通信区域来说，三条数据通道313提供给通信区域的三个扇区，选择器306的功能是把上变频／调制器1340的输出加到三条数据通道的一条上去。通过以上方法，从上变频／调制器1340到达的下行链路信号被传送到通信区域相应的扇区。

选择器306还可以进一步把一个上变频／调制器的输出传送到所有的信号通道313。在这种情况下，上变频／调制器1340输出的下行链路信号同步地传送到通信区域的各个扇区。这样，把一个上变频／调制器设计成信令信道，把选择器306设置成自上变频／调制器向通信区域所有扇区传送下行链路信号，就形成了象信今信道这样广播方式的全方位通道。此外，可以这样认为，指向某个特定扇区的信令信号也可以通过对选择器306重新编程，使之传送自上变频／调制器1340的信令信号到通信区域的一个或多个扇区。

参照图6，所示出的收发信机600尽管包含了提及收发信机400时所描述的功能部件，却提出了另外一种结构安排。收发信机600的优势在于，在信道处理器中配备了上行链路的数字下变频器和相应的下行数字链路上变频器。信道处理器然后通过高速链路连接到RF硬件。

在接收模式下，RF信号从天线602(记为1，2，…，n)被接收并传送到与之相关的接收RF处理块604。每个RF接收处理块604包含一个RF下变频器606和一个模拟数字变换器608。接收RF处理块604输出的高速数字数据流经由一个上行链路总线610，被传送到多个信道处理器612。上行链路总线610为某种高速总线如光纤总线或其他。信道处理器612包括一个选择器，选择接收哪一副天线的数据流，一个DDC，和一系列基带处理元件613，选择并处理来自天线的数据流，恢复通信连接。通信信道然后以适当的方式连接到蜂窝网络和PSTN。

发射模式下，信道处理器612接收来自蜂窝网络和PSTN的下行链路信号。信道处理器包含一个上变频／调制器615，对下行链路信号进行上变频和调制，数据流然后经由发射总线616被传送给RF发射处理单元614。应当理解为，发射总线616也是一个适当的高速总线。RF发射处理单元614包括数字加法器618，DAC620和RF上变频器622，处理上行链路数据流，最终形成模拟信号。RF模拟信号经由模拟发射总线624，到达功率放大器626和天线628以RF模拟信号的形式发射出去。

参照图7，所示出的收发信机700尽管也同样包含了提及收发信机400时所描述的功能部件，又提出了一种结构安排。收发信机700用于分区通信系统的一个扇区。应当认为，收发信机700可以很容易得被修改成服务于多个扇区。

在接收模式下，RF信号被天线702接收并传送到RF接收处理块704。每个接收RF处理块704包括一个RF下变频器703和一个ADC705。接收RF处理块704输出的高速数字数据流经由高速底板706，被传送给多个DDC708。DDC708如前所述选择并下变频高速的数据流。DDC708的输出为低速的数据流，通过总线710和712被传送到信道处理器714。信道处理器如前所述对信道进行处理，并通过信道总线700和网络接口718完成信道与蜂窝网络和PSTN之间的通信。有了高速的底板连接，收发信机700的DDC708也被方便地安置在信道处理块内。

发射模式下，始于蜂窝网络和PSTN的下行链路信号，通过接口718和信道总线716被传送到信道处理器714。信道处理器714包括DUC和DAC，上变频并数字化下行链路信号形成IF模拟信号。模拟IF信号经由同轴电缆或者其他适当媒介的连接722，被传送到发射阵列724，下行链路信号在这里与其他下行链路模拟IF信号组合在一起。组合模拟IF信号经由同轴电缆连接726，被传送给RF上变频器728。RF上变频器728把IF信号转换成RF信号。上变频器728输出的RF信号在相加器730内RF相加，然后被传送给功率放大器和发射天线(图中未示出)。

从收发信机700可以看出，下行链路信号的高速数据处理，也即数字上变频，在信道处理器714内方便地完成了。图18示出了信道处理器714的一个优选实施例。图17所示的信道处理器714在很多方面都与信道处理器228十分相象，如有相似的部件和参数。信道处理器714除此之外还包括两个DUC1802接收来自处理器1742，1742’的下行链路信号。下行链路信号经DUC1802上变频，经DAC1806转换成模拟IF信号，然后经由端口1740，1740’被传送到发射阵列724。

参照图8，9，10。所示出的是收发信机400各部件连接的其他方案。为避免因单个部件失效造成整个区域的丢失，所以不采用部件间菊花链式的连接。从图8下行链路的安排可以看到，DCM802内部选择器800被安排在DUC804和DAC806的前面。直接数据链路808从DUC804到选择器800，从DCM802到DCM802，最后到达DAC806。另外配备直接数据链路808的分支旁路数据链路810。运行中，如果有一个或者多个DCM802失效，选择器800将激活相应旁路数据链路810，越过失效的DCM802，使信号得以连续地到达放大器812和发射天线814。应当理解为，上行链路的部件同样可以被连接起来实现收发信机的容错接收机。

图9示出一种可选安排方式。在图9中，信道处理器920通过TDM总线922连接到DCMs902。DCM902以图8中所述的方式互相连接，图中没有画出DCM902的选择器900。可理解为选择器可以简单地直接在DCM902中实现。旁路链路924把信道处理器920直接连接到相关的DCM，并连入DCM902中附加的选择器(未示出)。如果由于信道处理器的问题造成TDM总线922失效，或者是TDM总线922本身出现问题，DCM902内部的选择器将激活一定的旁路链路924，使信号得以连续地被传送到DAC906，放大器912和发射天线914。

图10又示出了另外一种可选安排方式。另外，DCM1002以图8所述的方式互相连接。图10中，直接链路1030以菊花链的方式连接信道处理器820，各个信道处理器1020的输出在加法器1030内相加，和值通过TDM总线1034传送到DCM1002。旁路链路1036形成第二条总线，以图8中DCM802相同的方式送到选择器1038。任何一个信道处理器失效的情况下，来自其他信道处理器1020的信号可以绕过失效的信道处理器，以DCM802相同的方式，到达选择器1000，DAC，1006，放大器1012和天线1014。

从前述若干优选实施例的描述中，可以了解本发明的许多优点和特征。应当理解为，如从后文的权利要求中可以理解的，许多其它实施例，优点和特征也应包含在它的合理范围内。

Claims (1)

1．一种多模式上变频／调制器，包括：

具有多个输入端和一个输出端的一个第一选择器和一个第二选择器，连接多个输入端以接收多个输入信号，每个第一选择器和第二选择器可操作以选择多个输入信号中的一个；

第一选择器和第二选择器的输出端分别与第一内插滤波器和第二内插滤波器的输入端相连。

其中在一种第一操作模式下：

一个具有第一信号分量和第二信号分量的输入信号输入上变频／调制器，方式为第一分量通过第一选择器与第一内插滤波器相连，第二分量相应地通过第二选择器与第二内插滤波器相连；

第一内插滤波器的一个输出端与一个第一混频器的第一个输入端相连，一个第一正弦波发生器的输出端与第一混频器的第二个输入端相连。第一混频器的输出端与一个输出加法器的第一个输入端相连；

第二内插滤波器的一个输出端与一个第二混频器的第一个输入端相连，一个第二正弦波发生器的一个输出端与第二混频器的第二个输入端相连，并且第二个混频器的一个输出与输出加法器的第二个输入相连；以及

一个第一相位累加器，接收一个第一可编程相位值，相位累加器相位值输出端与每个第一和第二正弦波发生器的一个输入端相连；

和，其中在一种第二操作模式下：

一个第一输入信号和一个第二输入信号与上变频／调制器相连，方式为第一输入信号经过第一选择器与第一内插滤波器相连，第二输入信号经过第二选择器与第二内插滤波器相连；

第一内插滤波器的输出与第一可编程标定器相连；

一个第一加法器，接收第一可编程标定器标定后的输出值和一个第一相位值，加法器的一个第一相加输出值与第一相位累加器相连，累加器的相位值输出与第一正弦波发生器相连；

第二内插滤波器的输出与第二标定器相连；

一个第二加法器，接收第二标定器一个标定后的输出以及一个第二相位值，第二加法器输出的一个第二相加值输出与第二相位累加器相连，累加器的相位值输出与第二正弦波发生器相连。

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