CN106411808A - 一种考虑多普勒效应与iq不平衡的多径信道估计方法 - Google Patents
一种考虑多普勒效应与iq不平衡的多径信道估计方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN106411808A CN106411808A CN201610814677.8A CN201610814677A CN106411808A CN 106411808 A CN106411808 A CN 106411808A CN 201610814677 A CN201610814677 A CN 201610814677A CN 106411808 A CN106411808 A CN 106411808A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- matrix
- channel
- signal
- doppler effect
- parameter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 23
- 230000000694 effects Effects 0.000 title claims abstract description 17
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims abstract description 38
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 7
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 claims description 4
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 claims description 3
- 230000035939 shock Effects 0.000 claims description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 238000011161 development Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000002085 persistent effect Effects 0.000 description 1
- 238000009958 sewing Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
- H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
- H04L25/0256—Channel estimation using minimum mean square error criteria
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
- H04L27/364—Arrangements for overcoming imperfections in the modulator, e.g. quadrature error or unbalanced I and Q levels
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
- H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
本发明提供的信道估计方法将信道的多普勒效应与IQ不平衡考虑在内,并利用基于交替最小二乘法对信道的参数进行估计,在进行估计的过程中,对矩阵G的估计是考虑到其主、次对角线上的数据的,因此估计结果与实际的结果是非常接近的,本发明提供的方法能够以较高的准确性来对信道实质的参数进行估计。
Description
技术领域
本发明涉及OFDM系统领域,更具体地,涉及一种考虑多普勒效应与IQ不平衡的多径信道估计方法。
背景技术
随着科学技术的发展,人们对下一代宽带无线通信系统有着更高速率、更高稳定性、更高移动性的同时减少成本、减少功率消耗的要求。而为了满足高速率的要求,未来的技术发展将应用更高的载波频率和使用更高阶的信号星座图(例如64QAM),这使得宽带无线通信系统对于系统的移动性和I/Q不平衡变得更加敏感,I/Q不平衡在直接变频接收机中体现得尤为明显。
除了I/Q不平衡,系统的移动性(多普勒效应)也破坏了每个OFDM符号子载波的正交性,引入inter-carrier干扰(ICI)。在更高速率、更高载波频率、更大OFDM块持续时间的情况下干扰变得更多且更严重。因此本发明针对系统的移动性和I/Q不平衡提出新的信道估计方法,并根据信道估计结果对信号进行相应的补偿,最后实现信号可靠性的提高。
为了减少前面提到的接收前端的I/Q不平衡,准确得估计相应的I/Q不平衡参数就至为重要,然而在多径衰落的情况下,I/Q不平衡参数受到信道冲激响应(channel impulseresponse-CIR)的影响,使得对I/Q不平衡参数的估计变成一个更加有挑战性的工作。
在设定信道的冲激响应h(n)在信号发送的过程中保持不变,则发送的OFDM信号sm和接收到的信号ym在去除循环前缀后之间的关系为ym=Uh*sm+wm,其中Uh表示信道的冲击响应h(n)组成的N×N循环矩阵,h=[h(0),...,h(L-1)],L表示多径信道的长度。由于Uh是循环矩阵的关系,因此可以对Uh进行相应的一些变化:Uh=FH*G*F,其中F为DFT矩阵,而G则是一个对角矩阵,且diag(G)=[g1,g2,...,gN]T与h(n)的DFT变换相同。
当考虑系统的移动性时,则信道的冲激响应h(n)在信号发送的过程中就不能保持不变了,这样导致相邻两个符号进入信道时信道的冲激响应的值不相同,再根据发送的OFDM信号sm和接收到的信号ym在去除循环前缀后之间的关系表示为ym=Uh*sm+wm,这时的Uh就不再是一个循环矩阵,此时再对Uh进行相应的变化:Uh=FH*G*F,这时的G不再是一个对角矩阵。
然而,G的形式跟多普勒效应有着直接的关系,当多普勒偏移不存在时,G的主对角线不为零,其他的次对角线为0,当加入多普勒偏移后,次对角线也不为零,且多普勒偏移越严重,不为0的次对角线的条数就越多,如果只对G的主对角线进行估计的话则最后通过补偿后的信号的误码率就会较大,正确估计主、次对角线上的数据后对其进行补偿则信号的误码率就会减少。
发明内容
本发明的目的在于改进现有技术忽略多普勒效应对信道的影响,综合多普勒效应、发送端和接收端的I/Q不平衡影响来实现对多径信道比较准确的估计。
为实现以上发明目的,采用的技术方案是:
一种考虑多普勒效应与IQ不平衡的多径信道估计方法,包括以下步骤:
S1.设多径信道发送端的输入信号为sm,接收端对接收到的信号去除循环前缀后的输出信号为rm,则输入信号和输出信号之间的关系表示为:
rm=(uturUh+vt*vrUh*)sm+(vturUh+ut*vrUh*)sm*+wm (1)
由于Uh=FH*G*F,式(1)进一步表示为:
rm=(uturFH×G×F+vt*vrFH×G×F*)sm+(vturFH×G×F+ut*vrFH×G×F*)sm*+wm (2)
其中,*表示数值或矩阵的共轭,H表示矩阵的共轭转置;ut、vt表示发送端发送的过程中加入的I/Q不平衡参数,ur、vr表示接收端接收的过程中加入的I/Q不平衡参数,Uh表示表示信道的冲击响应h(n)组成的N×N循环矩阵;F为DFT矩阵,G为包含三对角线的矩阵;wm为传输过程中引入的高斯白噪声;
S2.将矩阵G进行拆解:
其中
S3.将FH×B1×F、FH×B2×F近似为单位阵,则式(2)可进一步表示为:
rm=[k1(Uh1+Uh+Uh2)+k2(Uh1+Uh+Uh2)*]p+[k3(Uh1+Uh+Uh2)+k4(Uh1+Uh+Uh2)*]p*+wm
其中,k1=utur,k2=vt*vr,k3=vtur,k4=ut*vr,Uh1=FH×H1×F,Uh=FH×G0×F,Uh2=FH×H2×F;
由于Uh1、Uh、Uh2均为循环矩阵,则存在Uh×p=P×h,其中p表示rm,h表示信道参数[h(0),...,h(L-1)],L表示多径信道的长度;P表示序文向量p=[p0,p1,...,pN]T,N为序文向量的长度,则rm可进一步表示为:
rm=P(k1h1+k2h1*)+P*(k3h1*+k4h1*)+P(k1h+k2h*)+P*(k3h+k4h*)+P(k1h2+k2h2*)+P*(k3h2+k4h2*)+wm
S4.构造矩阵Pre=[P P*P P*P P*],设c=[c1 T c2 T c3 T c4 T c5 T c6 T]T,其中c1=k1h1+k2h1*;c2=k3h1+k4h1*;c3=k1h+k2h*;c4=k3h+k4h*;c5=k1h2+k2h2*;c6=k3h2+k4h2*;
则rm可表示为:rm=Pre×c+wm,由基于交替最小二乘法可得:
c=(PreH×Pre)-1×PreH×rm;
S5.定义K=[k1,k2,k3,k4]T,设令c=H×K+wm,根据基于交替最小二乘法可得K的估计值:Kls=(HH×H)-1×HH×c;
S6.将c1=k1h1+k2h1*的实部和虚部分离出来:
Re(c1)=[Re(k1)+Re(k2)]×Re(h1)+[Im(k1)-Im(k2)]×Im(h1);
Im(c1)=[Im(k1)+Im(k2)]×Re(h1)+[Re(k1)+Re(k2)]×Im(h1);
同理可得c2、c3、c4、c5、c6的表达式,则矩阵C可表示为:
C=[Re(c1)T Im(c1)T Re(c2)T Im(c2)T Re(c3)T Im(c3)T Re(c4)T Im(c4)T Re(c5)TIm(c5)T Re(c6)T Im(c6)T]T;
S7.令HLs=[Re(h1) Im(h1) Re(h) Im(h) Re(h2) Im(h2)]T;
将步骤S5获得的Kls经过实虚部分离后得到KLS表示如下:
S8.则表达式c=H×K+Wm可表达为C=HLs×KLs+wm,根据基于交替最小二乘法可得:HLs=(KLs T×KLs)-1×KLs T×C;
S9.根据求解得到的HLs实现对信道参数h1、h、h2的估计。
优选地,在估计得到信道参数h1、h、h2后,根据信道参数h1、h、h2对信号进行相应的补偿。
优选地,所述ut=cosθt+jαtsinθt,vt=αtcosθt+jsinθt。
优选地,所述ur=cosθr-jαrsinθr,vr=αrcosθr+jsinθr。
与现有技术相比,本发明的有益效果是:
本发明提供的信道估计方法将信道的多普勒效应与IQ不平衡考虑在内,并利用基于交替最小二乘法对信道的参数进行估计,在进行估计的过程中,对矩阵G的估计是考虑到其主、次对角线上的数据的,因此估计结果与实际的结果是非常接近的,本发明提供的方法能够以较高的准确性来对信道实质的参数进行估计。
附图说明
图1为不同多普勒频偏效应下的误码率示意图。
图2为原始信号经过调制后、进入信道和经过信道均衡后的星座图。
图3为实验的结果示意图。
图4为OFDM工作的流程图。
图5为信道估计的流程图。
具体实施方式
附图仅用于示例性说明,不能理解为对本专利的限制;
以下结合附图和实施例对本发明做进一步的阐述。
实施例1
如图4所示,OFDM系统在进行数据的发送与接收时,一般包括以下步骤:
S1.随机生成序文,将生成的序文进行16QAM调制得到调制信号;
S2.将调制后的信号进行IFFT变换,经过变换的信号升频至2.4GHz,在升频的过程加入发送端的I/Q不平衡参数ut、vt;(ut=cosθt+jαtsinθt,vt=αtcosθt+jsinθt)
S3.生成多径信道,然后将升频后的信号接入信道得到输出信号,设多径信道的长度为9,控制信道的多普勒频偏为0Hz—100Hz测量在多个值下的情况;
S4.将从信道出来的信号降频,在降频过程中加入接收端的I/Q不平衡参数ur、vr,(ur=cosθr-jαrsinθr,vr=αrcosθr+jsinθr),再将信号进行FFT变换。其中,图1为不同多普勒频偏效应下的误码率示意图。图2为原始信号经过调制后、进入信道和经过信道均衡后的星座图。
因此,要进行信道估计获得信道实际上的信道参数时,则必需知道ut、vt、ur、vr、发送端的输入信号sm、接收端的输出信号rm。
在以上基础上,如图5所示,本发明提供的方法主要包括以下步骤:
第一步、设多径信道发送端的输入信号为sm,接收端对接收到的信号去除循环前缀后的输出信号为rm,则输入信号和输出信号之间的关系表示为:
rm=(uturUh+vt*vrUh*)sm+(vturUh+ut*vrUh*)sm*+wm (1)
由于Uh=FH*G*F,式(1)进一步表示为:
rm=(uturFH×G×F+vt*vrFH×G×F*)sm+(vturFH×G×F+ut*vrFH×G×F*)sm*+wm (2)
其中,*表示数值或矩阵的共轭,H表示矩阵的共轭转置;ut、vt表示发送端发送的过程中加入的I/Q不平衡参数,ur、vr表示接收端接收的过程中加入的I/Q不平衡参数,Uh表示表示信道的冲击响应h(n)组成的N×N循环矩阵;F为DFT矩阵,G为包含三对角线的矩阵;wm为传输过程中引入的高斯白噪声;
第二步、将矩阵G进行拆解:
其中
第三步、将FH×B1×F、FH×B2×F近似为单位阵,则式(2)可进一步表示为:
rm=[k1(Uh1+Uh+Uh2)+k2(Uh1+Uh+Uh2)*]p+[k3(Uh1+Uh+Uh2)+k4(Uh1+Uh+Uh2)*]p*+wm
其中,k1=utur,k2=vt*vr,k3=vtur,k4=ut*vr,Uh1=FH×H1×F,Uh=FH×G0×F,Uh2=FH×H2×F;
由于Uh1、Uh、Uh2均为循环矩阵,则存在Uh×p=P×h,其中p表示rm,h表示信道参数[h(0),...,h(L-1)],L表示多径信道的长度;P表示序文向量p=[p0,p1,...,pN]T,N为序文向量的长度,则rm可进一步表示为:
rm=P(k1h1+k2h1*)+P*(k3h1*+k4h1*)+P(k1h+k2h*)+P*(k3h+k4h*)+P(k1h2+k2h2*)+P*(k3h2+k4h2*)+wm
第四步、构造矩阵Pre=[P P*P P*P P*],设c=[c1 T c2 T c3 T c4 T c5 T c6 T]T,其中c1=k1h1+k2h1*;c2=k3h1+k4h1*;c3=k1h+k2h*;c4=k3h+k4h*;c5=k1h2+k2h2*;c6=k3h2+k4h2*;
则rm可表示为:rm=Pre×c+wm,由基于交替最小二乘法可得:
c=(PreH×Pre)-1×PreH×rm;
第五步、定义K=[k1,k2,k3,k4]T,设
令c=H×K+wm;
根据基于交替最小二乘法可得K的估计值:Kls=(HH×H)-1×HH×c;
第六步、将c1=k1h1+k2h1*的实部和虚部分离出来:
Re(c1)=[Re(k1)+Re(k2)]×Re(h1)+[Im(k1)-Im(k2)]×Im(h1);
Im(c1)=[Im(k1)+Im(k2)]×Re(h1)+[Re(k1)+Re(k2)]×Im(h1);
同理可得c2、c3、c4、c5、c6的表达式,则矩阵C可表示为:
C=[Re(c1)T Im(c1)T Re(c2)T Im(c2)T Re(c3)T Im(c3)T Re(c4)T Im(c4)T Re(c5)TIm(c5)T Re(c6)T Im(c6)T]T;
第七步、令HLs=[Re(h1) Im(h1) Re(h) Im(h) Re(h2) Im(h2)]T;
将步骤S5获得的Kls经过实虚部分离后得到KLS表示如下:
第八步、则表达式c=H×K+Wm可表达为C=HLs×KLs+wm,根据基于交替最小二乘法可得:HLs=(KLs T×KLs)-1×KLs T×C;
第九步、根据求解得到的HLs实现对信道参数h1、h、h2的估计。
上述方案中,本发明提供的信道估计方法将信道的多普勒效应与IQ不平衡考虑在内,并利用基于交替最小二乘法对信道的参数进行估计,在进行估计的过程中,对矩阵G的估计是考虑到其主、次对角线上的数据的,因此估计结果与实际的结果是非常接近的,本发明提供的方法能够以较高的准确性来对信道实质的参数进行估计。
实施例2
本实施例在实施例1的基础上,进行了具体的仿真实验,图3为实验的结果示意图。如图3所示,当对矩阵G进行估计时,若只对其主对角线进行估计,那么得出的信道参数用于平衡信道后,信号的误码率是低于对主、次对角线估计得到的信道参数补偿后的误码率的。因此本发明提供的方法能够起到改善信道误码率的效果。
显然,本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例,而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说,在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等,均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。
Claims (4)
1.一种考虑多普勒效应与IQ不平衡的多径信道估计方法,其特征在于:包括以下步骤:
S1.设多径信道发送端的输入信号为sm,接收端对接收到的信号去除循环前缀后的输出信号为rm,则输入信号和输出信号之间的关系表示为:
rm=(uturUh+vt*vrUh*)sm+(vturUh+ut*vrUh*)sm*+wm (1)
由于Uh=FH*G*F,式(1)进一步表示为:
rm=(uturFH×G×F+vt*vrFH×G×F*)sm+(vturFH×G×F+ut*vrFH×G×F*)sm*+wm (2)
其中,*表示数值或矩阵的共轭,H表示矩阵的共轭转置;ut、vt表示发送端发送的过程中加入的I/Q不平衡参数,ur、vr表示接收端接收的过程中加入的I/Q不平衡参数,Uh表示表示信道的冲击响应h(n)组成的N×N循环矩阵;F为DFT矩阵,G为包含三对角线的矩阵;wm为传输过程中引入的高斯白噪声;
S2.将矩阵G进行拆解:
其中
S3.将FH×B1×F、FH×B2×F近似为单位阵,则式(2)可进一步表示为:
rm=[k1(Uh1+Uh+Uh2)+k2(Uh1+Uh+Uh2)*]p+[k3(Uh1+Uh+Uh2)+k4(Uh1+Uh+Uh2)*]p*+wm
其中,k1=utur,k2=vt*vr,k3=vtur,k4=ut*vr,Uh1=FH×H1×F,Uh=FH×G0×F,Uh2=FH×H2×F;
由于Uh1、Uh、Uh2均为循环矩阵,则存在Uh×p=P×h,其中p表示rm,h表示信道参数[h(0),...,h(L-1)],L表示多径信道的长度;P表示序文向量p=[p0,p1,...,pN]T,N为序文向量的长度,则rm可进一步表示为:
rm=P(k1h1+k2h1*)+P*(k3h1*+k4h1*)+P(k1h+k2h*)+P*(k3h+k4h*)+P(k1h2+k2h2*)+P*(k3h2+k4h2*)+wm
S4.构造矩阵Pre=[P P*P P*P P*],设c=[c1 T c2 T c3 T c4 T c5 T c6 T]T,其中
c1=k1h1+k2h1*;c2=k3h1+k4h1*;c3=k1h+k2h*;c4=k3h+k4h*;c5=k1h2+k2h2*;
c6=k3h2+k4h2*;
则rm可表示为:rm=Pre×c+wm,由基于交替最小二乘法可得:
c=(PreH×Pre)-1×PreH×rm;
S5.定义K=[k1,k2,k3,k4]T,设令c=H×K+wm,根据基于交替最小二乘法可得K的估计值:Kls=(HH×H)-1×HH×c;
S6.将c1=k1h1+k2h1*的实部和虚部分离出来:
Re(c1)=[Re(k1)+Re(k2)]×Re(h1)+[Im(k1)-Im(k2)]×Im(h1);
Im(c1)=[Im(k1)+Im(k2)]×Re(h1)+[Re(k1)+Re(k2)]×Im(h1);
同理可得c2、c3、c4、c5、c6的表达式,则矩阵C可表示为:
C=[Re(c1)T Im(c1)T Re(c2)T Im(c2)T Re(c3)T Im(c3)T Re(c4)T Im(c4)T Re(c5)T Im(c5)T Re(c6)T Im(c6)T]T;
S7.令HLs=[Re(h1)Im(h1)Re(h)Im(h)Re(h2)Im(h2)]T;
将步骤S5获得的Kls经过实虚部分离后得到KLS表示如下:
S8.则表达式c=H×K+Wm可表达为C=HLs×KLs+wm,根据基于交替最小二乘法可得:HLs=(KLs T×KLs)-1×KLs T×C;
S9.根据求解得到的HLs实现对信道参数h1、h、h2的估计。
2.根据权利要求1所述的考虑多普勒效应与IQ不平衡的多径信道估计方法,其特征在于:在估计得到信道参数h1、h、h2后,根据信道参数h1、h、h2对信号进行相应的补偿。
3.根据权利要求1所述的考虑多普勒效应与IQ不平衡的多径信道估计方法,其特征在于:所述ut=cosθt+jαtsinθt,vt=αtcosθt+jsinθt。
4.根据权利要求3所述的考虑多普勒效应与IQ不平衡的多径信道估计方法,其特征在于:所述ur=cosθr-jαrsinθr,vr=αrcosθr+jsinθr。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201610814677.8A CN106411808A (zh) | 2016-09-09 | 2016-09-09 | 一种考虑多普勒效应与iq不平衡的多径信道估计方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201610814677.8A CN106411808A (zh) | 2016-09-09 | 2016-09-09 | 一种考虑多普勒效应与iq不平衡的多径信道估计方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN106411808A true CN106411808A (zh) | 2017-02-15 |
Family
ID=57999062
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201610814677.8A Pending CN106411808A (zh) | 2016-09-09 | 2016-09-09 | 一种考虑多普勒效应与iq不平衡的多径信道估计方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN106411808A (zh) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN108366037A (zh) * | 2018-01-24 | 2018-08-03 | 佛山市顺德区中山大学研究院 | 基于iq通信收发系统的多通道tiadc失真校正方法 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1809039A (zh) * | 2005-01-19 | 2006-07-26 | 北京邮电大学 | 改善mimo-ofdm系统中时域最小二乘信道估计性能的方法 |
CN104468429A (zh) * | 2014-12-04 | 2015-03-25 | 南京理工大学 | 基于噪声方差估计的门限时域最小二乘信道估计方法 |
-
2016
- 2016-09-09 CN CN201610814677.8A patent/CN106411808A/zh active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1809039A (zh) * | 2005-01-19 | 2006-07-26 | 北京邮电大学 | 改善mimo-ofdm系统中时域最小二乘信道估计性能的方法 |
CN104468429A (zh) * | 2014-12-04 | 2015-03-25 | 南京理工大学 | 基于噪声方差估计的门限时域最小二乘信道估计方法 |
Non-Patent Citations (3)
Title |
---|
AHMAD GOMAA: ""Data-Aided I/Q Imbalance Estimation and Compensation in OFDM Systems"", 《IEEE COMMUNICATIONS LETTERS》 * |
庄艳艳: ""OFDM系统中CFO与发射/接收端I/Q不平衡的联合估计算法研究"", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库》 * |
徐彦青等: ""I/Q不平衡OFDM系统基于噪声方差门限的信道估计"", 《南京理工大学学报》 * |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN108366037A (zh) * | 2018-01-24 | 2018-08-03 | 佛山市顺德区中山大学研究院 | 基于iq通信收发系统的多通道tiadc失真校正方法 |
CN108366037B (zh) * | 2018-01-24 | 2020-09-15 | 佛山市顺德区中山大学研究院 | 基于iq通信收发系统的多通道tiadc失真校正方法 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN103312640B (zh) | 一种联合信道估计与iq不平衡补偿的方法 | |
CN104639490B (zh) | 一种频率相关iq不平衡与信道的联合估计与补偿方法 | |
US20040095993A1 (en) | Method and apparatus for I/Q imbalance estimation | |
US20100208783A1 (en) | Method for calculating cfo and i/q imbalance compensation coefficients, compensation method using the same, and method for transmitting pilot signal | |
US20170265202A1 (en) | Time domain pilot of single-carrier mimo system and synchronization method thereof | |
CN109347526A (zh) | 一种面向车联网的im-ofdm信号的处理方法 | |
CN105162533B (zh) | 一种发射机幅度不平衡和相位不平衡测量方法 | |
CN103166897B (zh) | 一种ofdm系统中信道及iqi参数的估计方法 | |
CN106341362A (zh) | 导频发送方法、导频接收方法及其装置 | |
Chen et al. | Complex deep neural network based intelligent signal detection methods for OFDM-IM systems | |
CN107426121B (zh) | 用于广义频分复用系统的训练序列设计及应用方法和装置 | |
Yang et al. | Delay-Doppler frequency domain-aided superimposing pilot OTFS channel estimation based on deep learning | |
CN101364846B (zh) | 一种基于导频的子载波上噪声功率估计方法 | |
CN103338166B (zh) | 一种改进的信道估计方法 | |
Bellanger | Transmit diversity in multicarrier transmission using OQAM modulation | |
CN106411808A (zh) | 一种考虑多普勒效应与iq不平衡的多径信道估计方法 | |
CN103236993B (zh) | 一种基于多径延时分布的信道估计方法 | |
CN106330277B (zh) | 应用于gfdm通信系统的相关旋转预编码方法 | |
CN103929395A (zh) | 基于恒定包络调制的ofdm系统频偏同步方法 | |
CN108540187B (zh) | 基于mmse准则提高非线性mu mimo系统性能的方法及装置 | |
CN103873220B (zh) | 一种pucch的信号检测方法及设备 | |
CN106911607A (zh) | 一种ofdm系统中同相/正交不平衡的估计方法及其模块 | |
CN104468429B (zh) | 基于噪声方差估计的门限时域最小二乘信道估计方法 | |
CN107171989A (zh) | 可见光通信系统中基于dft的信道估计方法 | |
CN102857468B (zh) | 基于map均衡的sc-fde系统及该系统中导频结构的构建方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
RJ01 | Rejection of invention patent application after publication |
Application publication date: 20170215 |
|
RJ01 | Rejection of invention patent application after publication |