CN106411160A - 一种开关电源 - Google Patents

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CN106411160A CN201611098347.XA CN201611098347A CN106411160A CN 106411160 A CN106411160 A CN 106411160A CN 201611098347 A CN201611098347 A CN 201611098347A CN 106411160 A CN106411160 A CN 106411160A
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彭建盛
何奇文
覃勇
彭金松
吴玉勇
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Abstract

本发明公开了一种开关电源，属于电源技术领域。所述开关电源包括相连接的输入级滤波电路、整流滤波电路、TOPSwitch‑HX、变压器、输出稳压电路、反馈电路和保护电路，保护电路再连接于TOPSwitch‑HX，形成电路回路；所述开关电源还包括箝位吸收电路和变压器偏压输出电路，所述箝位吸收电路的输入端与所述整流滤波电路连接，且所述箝位吸收电路与所述变压器相互连接；所述偏压输出电路的输出端为变压器偏置绕组输出端，所述偏压输出电路与所述保护电路相连接。本发明电路结构简单，高频变压器体积较小，只需要少数分离原件就可以得到需专用芯片才能实现的电压输出性能，通过良好的设计就可以获得高效和可靠的工作。

Description

一种开关电源
技术领域
本发明涉及电源技术领域，具体涉及一种开关电源。
背景技术
单片开关电源具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等优点，能构成高效率无工频变压器的隔离式开关电源以及各种特种开关电源。单片开关电源目前已成为国际上开发中、小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。它所构成的开关电源在成本上与相同功率的线性稳压电源相当，而电源效率显著提高，体积与重量大为减小，为新型开关电源的推广与普及创造了良好条件。但目前的开关电源电路结构复杂，且在滤波效果等方面还存在不足。
发明内容
针对上述问题，本发明的目的是提供一种开关电源，该开关电源的电路结构简单，只需要少数分离原件就可以得到需专用芯片才能实现的电压输出性能，通过良好的设计就可以获得高效和可靠的工作。
为了实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种开关电源，包括变压器，所述开关电源还包括TOPSwitch-HX、输入级滤波电路、整流滤波电路、箝位吸收电路、输出稳压电路、反馈电路和保护电路；
所述输入级滤波电路的输入端接入交流电，所述输入级滤波电路的输出端与所述整流滤波电路的输入端连接，所述整流滤波电路的输出端与所述TOPSwitch-HX的输入端连接，所述TOPSwitch-HX的输出端与所述变压器的输入端连接，所述输出稳压电路的输入端与所述变压器连接，所述输出稳压电路的输出端与所述反馈电路的输入端连接；所述保护电路的输入端与所述反馈电路的输出端连接，所述保护电路的输出端与所述TOPSwitch-HX连接；所述整流滤波电路还与所述箝位吸收电路的输入端连接，所述箝位吸收电路与所述变压器相互连接；所述开关电源还包括变压器偏压输出电路，所述偏压输出电路的输出端为变压器偏置绕组输出端，所述偏压输出电路与所述保护电路相连接。
进一步地，所述输入级滤波电路包括EMI滤波器电路，所述EMI滤波器电路包括相连接的共模扼流圈、X电容和Y电容，所述共模扼流圈的磁芯为铁氧体、铁粉芯或微晶。
进一步地，所述输入整流电路为交流电由输入接口进入后，经过D1-D4组成的桥式进行全桥整流，并由C1滤波，把交流电变换为直流电。
进一步地，所述箝位吸收电路由箝位电容C2、箝位电阻R4和箝位二极管D6组成，所述箝位电容C2与所述变压器连接，所述箝位电容C2和箝位电阻R4并联，所述箝位二极管D6均与所述箝位电容C2、箝位电阻R4连接。
进一步地，所述稳压输出电路包括二极管D7、输出滤波电容C8、后级滤波电感L2和后级滤波电容C9，所述二极管D7与所述变压器连接，所述输出滤波电容C8与所述二极管D7串联，所述后级滤波电感L2与所述输出滤波电容C8串联，所述后级滤波电容C9与所述输出滤波电容C8并联，所述输出滤波电容C8和后级滤波电容C9的一端与所述反馈电路连接，所述输出滤波电容C8和后级滤波电容C9的另一端与接地端连接。
进一步地，所述稳压输出电路还包括一电阻，所述电阻与所述二极管D7并联且与所述输出滤波电容C8串联。
进一步地，所述二极管D7肖特基整流二极管，所述二极管D7的工作电流为额定电流的3-4倍。
进一步地，所述反馈电路中包括基准电压源TL431、光耦合器PC817、电阻R5、电阻R6、电阻R7和电阻R8，所述电阻R7和电阻R8串联且与所述输出稳压电路、基准电压源TL431连接，用于对输出电压取样，将取样电压与基准电压源TL431的基准电压进行比较,并通过TL431控制光耦的发光亮度；所述电阻R5与输出稳压电路连接且与所述基准电压源TL431串联，用于限制通过光耦的电流；所述电阻R6并联在PC817发光二极管两端，用于当PC817关断时，输出电压能通过R5为TL431提供稳定的工作电流，避免PC817工作在临界状态。
进一步地，所述交流电的电压范围为85-265V。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果为：
(1)本发明首先通过输入级滤波电路进行滤波，再次通过整流滤波电路进行整流滤波，使滤波效果良好，且变压器的大部分漏感能量可在MOSFET管关断瞬间转移至箝位吸收电路，被箝位吸收电路消耗，大大减少了MOSFET管的电压应力。
(2)电路结构简单，高频变压器体积较小，只需要少数分离原件就可以得到需专用芯片才能实现的电压输出性能，通过良好的设计就可以获得高效和可靠的工作。
附图说明
图1为本发明实施例的整体结构框图；
图2为本发明实施例中的输入级EMI滤波电路图；
图3为本发明实施例中的箝位吸收电路；
图4为本发明实施例中的反馈电路原理图；
图5为本发明实施例中的输出稳压电路原理图；
图6为本发明实施例中的保护电路原理图；
图7为本发明实施例中变压器特性原理图；
图8为本发明实施例中变压器绕制结构图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例
一种开关电源，如图1，包括变压器，所述开关电源还包括TOPSwitch-HX、输入级滤波电路、整流滤波电路、箝位吸收电路、输出稳压电路、反馈电路和保护电路；
所述输入级滤波电路的输入端接入交流电，所述输入级滤波电路的输出端与所述整流滤波电路的输入端连接，所述整流滤波电路的输出端与所述TOPSwitch-HX的输入端连接，所述TOPSwitch-HX的输出端与所述变压器的输入端连接，所述输出稳压电路的输入端与所述变压器连接，所述输出稳压电路的输出端与所述反馈电路的输入端连接；所述保护电路的输入端与所述反馈电路的输出端连接，所述保护电路的输出端与所述TOPSwitch-HX连接；所述整流滤波电路还与所述箝位吸收电路的输入端连接，所述箝位吸收电路与所述变压器相互连接；所述开关电源还包括变压器偏压输出电路，所述偏压输出电路的输出端为变压器偏置绕组输出端，所述偏压输出电路与所述保护电路相连接。
以下介绍本发明实施例中各电路及其工作原理：
TOPSwitch-HX是一种用于离线电源的高集成度单片离线转换器IC，其以经济高效的方式将一个700V的功率MOSFET、高压开关电流源、PWM控制器、振荡器、热关断保护电路、故障保护电路及其它控制电路集成在一个单片器件内。
输入级EMI滤波电路包括EMI滤波器，EMI滤波器主要作用有两个，一是滤除外界交流电网的高频脉冲对电源设备的干扰，二是起到减少开关电源设备本身对外界交流电网的电磁干扰。实际上它是利电感和电容的特性，使频率为50Hz左右的交流电可以顺利通过滤波器，但高于50Hz以上的高频干扰杂波被滤波器滤除，所以EMI滤波器又称为低通滤波器，其意义为，低频可以通过，而高频则被滤除。输入级EMI滤波电路的线路原理图如图2所示，图中R1为保险管，C1、C2、C3、C5为安规电容，C1、C2、C3、C5和共模扼流圈组成了EMI滤波器，将电源噪声隔离。保险管R1与安规电容并联。安规电容的作用是，即电容器失效后，不会导致电击，不危及人身安全。这些安规电容包括了X电容和Y电容，其中C1，C3为X电容。X电容是跨接在电力线两线(L-N)之间的电容，反之则为Y电容，C2和C5为Y电容。
滤波电感(即共模扼流圈)的选取：电感的取值、材料的选取原则从以下几个方面考虑：第一，磁芯材料的频率范围要宽，要保证最高频率在1GHz，即在很宽的频率范围内有比较稳定的磁导率；第二，磁导率高，但是在实际中很难满足这一要求，所以，磁导率往往是分段考虑的。磁芯材料一般是铁氧体或者铁粉芯，更好的材料如微晶等。
EMI电源滤波器在应用时一定得注意滤波器的安装问题,因为如果滤波器安装得不合适反而会得到一个更差的效果，在使用时应该注意以下三点：一：为了EMI滤波器的安全可靠工作(散热和滤波效果)，除EMI滤波器一定要安装在设备的机架或机壳上外，EMI滤波器的接地点应和设备机壳的接地点取得一致，并尽量缩短EMI滤波器的接地线。若接地点不在一处，那么EMI滤波器的泄漏电流和噪声电流在流经两接地点的途径时，会将噪声引入设备内的其他部分。其次,EMI滤波器的接地线会引入感抗，它能导致EMI滤波器高频衰减特性的变坏。所以,金属外壳的EMI滤波器要直接和设备机壳连接。如外壳喷过漆,则必须刮去漆皮；若金属外壳的EMI滤波器不能直接接地或使用塑封外壳EMI滤波器时，它与设备机壳的接地线应可能短。二：EMI滤波器要安装在设备电源线输入端，连线要尽量短；设备内部电源要安装在EMI滤波器的输出端。若EMI滤波器在设备内的输入线长，在高频端输入线就会将引入的传导干扰耦合给其他部分。若设备内部电源安装在EMI滤波器的输入端，由于连线过长，也会导致同样的结果。三：确保EMI滤波器输入线和输出线分离。若EMI滤波器输入、输入线捆扎在一起或相互安装过近，那么由于它们之间的耦合，可能使EMI滤波器的高频衰减降低。若输入、输出线必须接近，那么都必须采用双绞线或屏蔽线。
市电经过EMI滤波之后进入整流滤波电路，整流滤波电路中的交流电(AC85-265V/50Hz)由输入接口进入，经过D1-D4组成的桥式进行全桥整流，并由C1滤波，把交流电变换为直流电(当输入交流电110V时，整流后的直流为155V左右，当输入交流电220V时，整流后的直流为311V左右)。其中D1-D4为桥式整流,把交流电整流成直流电。取值主要是考虑它的反向耐压大小和带最大负载时通过的电流。反向耐压越高越好，电流要求要比电路额定电流大3陪以上。C1为整流后滤波。电容容量越大，输出直流纹波越小，但是成本也越高。此电容容量越大，接电瞬间，通过R2的电流就越大，整机浪涌电流就越大；相反，电容容量小，滤波效果不好，整流后的直流电纹波较大。
箝位吸收电路由C2、R4和D6组成，TOPSwitch-HX中MOSFET管截止后，由于变压器存在漏感，而漏感能量不能通过变压器耦合到输出级NS绕组释放，如果没有RCD箝位电路，漏感中的能量将会在MOSFET管关断瞬间转移到MOSFET管极间电容和电路中的其它杂散电容中，此时MOSFET漏极将会承受较高的开关应力，若加上RCD箝位电路，漏感中的大部分能量将在MOSFET管关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容C2上，然后这部分能量被箝位电阻R4消耗，这样就大大咸少了MOSFET管的电压应力。箝位吸收电路的电路图如图3所示。
在RCD箝位电路设计过程中，由于RCD箝位电路中电阻R4和电容C2的取值都比较大，因此，箝位电容C2上的电压在每个开关周期不会有较大的变化，这样，可以用一个恒定值Vclamp来表示箝位电容两端的电压。在此基础上按以下几个步骤来设计RCD箝位电路：
步骤一：确定箝位电压Vclamp
采用VOR表示次级到初级的折射电压，V(BR)DSS表示MOSFET管的漏源极击穿电压，Vinmax表示最大输入直流电压；
由于箝位电压Vclamp与MOSFET管的V(BR)DSS及输入最高电压Vinmax有关，如果考虑0.9的降额使用系数，可用下式来确定VCLAMP的大小。
VCLAMP＝0.9V(BR)DSS-VINMAX (1)
步骤二：确定初级绕组的漏感量Llk
初级绕组的漏感量可以通过测试来获得，常用方法是，短路各个次级绕组测试此时的初级绕组的感量，这个值就是初级绕组的漏感量。需要注意的是，测试频率应采用变换器的工作频率。当然，批量生产时不可能采取逐个测试的方法，这时，可确定一个百分比来估计整个批次的漏感值，这个百分比通常是在1％--5％。
步骤三：确定箝位电阻R4
由于箝位电容C2两端的电压可用恒定值VCLAMP表示，因此箝位电阻消耗的功率为：
式中：PR-clamp表示箝位电阻消耗的功率。
另一方面从能量守恒原则考虑，存在以下关系
式中：WR-clamp为箝位电阻消耗的能量；Wl为初级绕组漏感中存储的能量；VOR为次级到初级的折射电压；Vclamp为箝位电压；
将能量转换为平均功率则(3)式可变为：
式中：fs为变换器的工作频率，Llk为初级绕组的漏感量；Ids-peak为MOSFET管的最大峰值电流(即低压满载时的峰值电流)；
这样由(2)、(4)式就可得到箝位电阻R4的计算公式
步骤四：确定箝位电容C2
箝位电容C2的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，通常取这个脉动电压为箝位电压的5％--10％,这样，就可通过下式来确定C2的最小值。
式中：C2为箝位电容；Vclamp为箝位电压；△Vclamp为箝位电容上的脉动电压；fs为变换器的工作频率；
本RCD箝位吸收电路中：R4＝2*100*30/0.00003/0.6/0.6/30000＝18518取20K；C2＝100/5/20000/30000＝0.033uF取0.1uF；△Vclamp：＝5V；Vclamp＝100V；VOR：＝30V；Llk：＝0.00003H；Ids-peak：＝0.6A；fs：＝30000HZ；R4的功率损耗较大，用2W的电阻。C2用高频损耗小，抗脉动能力强,寿命长，耐压高的CBB电容，由于Vclamp＝100V，考虑到其它干扰和留有余量，用耐压400V。D6也要注意耐压的问题，本电路采用耐压700V的快速二极管FR107。
输出稳压电路的电路原理图如图4所示。所述稳压输出电路包括二极管D7、输出滤波电容C8、后级滤波电感L2和后级滤波电容C9，所述二极管D7与所述变压器连接，所述输出滤波电容C8与所述二极管D7串联，所述后级滤波电感L2与所述输出滤波电容C8串联，所述后级滤波电容C9与所述输出滤波电容C8并联，所述输出滤波电容C8和后级滤波电容C9的一端与所述反馈电路连接，所述输出滤波电容C8和后级滤波电容C9的另一端与接地端连接。
当MOSFET管关断时，变压器的初级绕组NP变成下正上负，NS上正下负，D7导通，存储在变压器中的能量通过D7供应给负载同时给电容C8充电。其中二极管D7是一种低损耗肖特基整流管。C8和C9是滤波电容，使输出直流电纹波比较小。C8和C9大小不同且并联，是因为大电容和小电容对不同频率的纹波滤波效果不同，理论上大电容对高频滤波效果较好，但实际上由于大电容具有电感效应而对高频有较大的阻抗，低容量的电容对高频的滤波效果比大电容好。由于控制电路在MOSFET导通时，变压器是不给负载供电的，这时只能靠电容给负载供电，C8越大，储存的能量就越多，供应同样的负载，电压下降就越少，换言之，输出电压就越稳定，所以C8越大越好。在选取滤波电容时，还要考虑它的耐压，耐压一定要比输出电压高，最好是留有一定的耐压余地。
作为进一步优选，本实施例还在输出级并联上一个电阻当作为假负载，用于释放掉输出滤波电容C8的部分能量，起到改善电路间歇振荡的效果。当MOSFET管导通时间小到一定程度时，由于MOSFET管的电荷存储效应，MOSFET管本身从导通到完全关断所用的时间就大于调整电路需要的导通时间，这样几个周期的振荡给输出端提供的能量较多，大于负载所消耗的能量，输出电压升高，调整电路便关掉振荡；当负载能量消耗到一定程度时，电容的电压降低，而控制电路又让MOSFET管振荡起来，如此重复，而出现间歇振荡。所以加上一个小阻值电阻，对改善电路间歇振荡效果比较好，但太小会增加无用的功耗，降低电路效率，它的阻值大小一般根据经验或电路调试确定。
由于开关电源的工作频率都比较高，所以D7采用响应速度比较快的肖特基整流二极管，在选原件时除了要考虑响应速度外，还要考虑它的工作电流，一般要比额定电流大3倍以上，除此还要考虑它的耐压，因为控制芯片中MOSFET管导通时，变压器中初级绕组NP上的电压(上正下负)基本上是输入电压，NS也感应了对应的比例电压(下正上负)，再加上滤波电容C8的电压，所以整流肖特基二极管的耐压必须大于两者的和，并留有一定的余量。
电源的反馈系统在整个电源的设计中是非常重要的部分，由于反馈的存在电源的输出电压才能稳定的输出。本发明反馈电路原理图如图5所示。反馈-控制电路工作原理：由三端可分流基准电压源TL431和光耦PC817的发光部分对输出电压进行采样反馈，反馈电流进入TOP253EN的控制引脚C。电路中，D8,C7用于对辅助绕组的输出电压整流滤波及为光耦支路提供电源；R7,R8用于对输出电压取样，与取样电源TL431基准电压进行比较,并通过TL431控制光耦的发光亮度；R5用于限制通过光耦的电流；R6并联在PC817发光二极管两端，是为了当PC817关断时，输出电压能通过R5为TL431提供稳定的工作电流，避免PC817工作在临界状态。
控制引脚C是提供供电和反馈电流的低阻抗节点。在正常工作期间，分路稳压器用来将反馈信号从供电电流中分离出来。控制引脚电压VC是控制电路(包括MOSFET栅极驱动在内)的供电电压，应在控制极及源极引脚间就近放置一个外部旁路电容以提供瞬时栅极驱动电流。连接到控制脚的所有电容也用于设定自动重启动定时，同时用于环路补偿。
启动时，整流后的直流高压加在漏极引脚上，MOSFET起初处于关断状态，通过连接在漏极和控制引脚间的高压电流源对控制电容充电。当控制引脚电压VC接近5.8V时，控制电路被激活并开始软启动。在17ms左右的时间内，软启动电路使漏极峰值电流和开关频率从很低的起始值逐渐上升到全频最大漏极峰值电流。在软启动结束时，如果没有外部反馈/供电电流流入控制引脚，则内部高压开关电流源关断，控制引脚开始根据控制电路所吸收的供电电流的大小开始放电。如果电源设计正确，而且不存在开环或输出短路等故障时，在控制引脚放电到接近下限阈值电压4.8V之前时(内部电源欠压锁存阈值)，反馈环路将闭合，向控制引脚提供外部电流。当外部流入的电流将控制引脚充电到5.8V分路稳压器电压时，超过芯片所消耗的电流将通过NMOS电流镜分流到源极引脚。NMOS电流镜的输出电流控制功率MOSFET的占空比，实现闭合环路调节。
由于在因反馈信号失效而导致故障的情况下，输出电压将快速上升并超过额定电压。输出电压的增大同时也会导致偏置绕组输出端电压的增大。当偏置绕组输出端的电压超过连接于偏置绕组输出端和V引脚(或M引脚)的齐纳稳压管的额定电压与V引脚(或M引脚)电压的总和时，将导致引入V引脚(或M引脚)的电流超过IV或IM，从而触发过压保护功能。在初级检测OVP保护电路中，是通过大幅增加输出电压(偏置绕组电压因此随之增大)来触发过压保护的。本实施例的保护电路电路原理图如图6所示，如果工作电源负载较重或在低压输入条件下，将会出现开环，输出电压可能不会显著上升。在出现这些情况时，锁存将不会关断直至负载或线电压发生变化。尽管如此，在线电压或负载状况发生变化时，通过阻止电压的大幅上升依然可以提供所需的保护。在TOPSwitch-HX典型应用中，如果出现开环，其初级侧OVP保护将会阻止额定输出电压5V上升至20V之上。
利用PIXLS Designer8可以查看PI Expert专家系统设计的变压器构造的电特性原理图和绕制结构图。用户还可以利用PIXLS Designer8对变压器的参数进行修改，使其参数便于用户自制或委托厂家生产出质量合格的高频变压器。本发明中变压器的电特性原理图和绕制结构图分别如图7和图8所示，根据图7和图8，对变压器绕组的说明如下：
取消屏蔽1绕组：以引脚1,2作为起始引脚，在起始端使用表2材料项[4]，再使用表2材料项[6]绕15圈(x 2线)，从左到有刚好一层。沿与初级绕组相同的旋转方向进行绕制。保持取消屏蔽绕组的这一端不连接。将末端弯折90度，在骨架中部切断导线。添加1层胶带(表2材料项[3])以将绕组固定到位。
初级绕组：以引脚3作为起始引脚，在起始端使用表2材料项[4]，再使用表二材料项[6]绕62圈(x 1线)在2层中从左向右。在第1层结束时，继续从右向左绕下一层。在最后一层上，使绕组均匀分布在整个骨架上。以引脚1,2作为结束引脚，使用材料项[4]在此引脚上结束该绕组。添加1层胶带(表2材料项[3])以进行绝缘。偏置绕组以引脚5作为起始引脚，在起始端使用表2材料项[4]，再使用表2材料项[6]绕9圈(x 2线)。沿与初级绕组相同的旋转方向进行绕制。使绕组均匀分布在整个骨架上。以引脚4作为结束引脚，使用表2材料项[4]在此引脚上结束该绕组。添加1层胶带(表2材料项[3])以进行绝缘。
初级屏蔽2绕组：以引脚1,2作为起始引脚，在起始端使用材料项[4]，再使用表二材料项[7]绕4圈(x 4线)，从左到有刚好一层。沿与初级绕组相同的旋转方向进行绕制。使绕组均匀分布在整个骨架上。保持初级屏蔽绕组的此端不连接。将末端弯折90度，在骨架中部切断导线。添加3层胶带(表2材料项[3])以进行绝缘。
次级绕组：以引脚7作为起始引脚，在起始端使用材料项[4]，再使用材表2料项[8]绕3圈(x 3线)。使绕组均匀分布在整个骨架上。沿与初级绕组相同的旋转方向进行绕制。以引脚6作为结束引脚，使用材表2料项[4]在此引脚上结束该绕组。添加2层胶带(表2材料项[3])以进行绝缘。
磁芯装配：装配并固定两半磁芯。表2材料项[1]。
浸渍：在表2材料项[5]中均匀浸渍。不要采用真空浸渍。
表1变压器制作备注表
表2变压器制作所用材料表
表3电特性测试规格表
申请人还在220V的输入电压均下，对本发明开关电源和利用7805制作的非开关的线性电源在不同负载情况下进行输出电压的对比测试，测试结果如下表所示：
表1测试结果
通过表中测试数据发现，本发明开关电源相对于利用7805制作的非开关的线性电源的带负载能力更强，而且输出电压稳定。
本发明电路结构简单，高频变压器体积和印制电路板面积都较小，只需要少数分离原件就可以得到需专用芯片才能实现的电压输出性能，通过良好的设计就可以获得高效和可靠的工作。
上述说明是针对本发明较佳可行实施例的详细说明，但实施例并非用以限定本发明的专利申请范围，凡本发明所提示的技术精神下所完成的同等变化或修饰变更，均应属于本发明所涵盖专利范围。

Claims (9)

1.一种开关电源，包括变压器，其特征在于，所述开关电源还包括TOPSwitch-HX、输入级滤波电路、整流滤波电路、箝位吸收电路、输出稳压电路、反馈电路和保护电路；
所述输入级滤波电路的输入端接入交流电，所述输入级滤波电路的输出端与所述整流滤波电路的输入端连接，所述整流滤波电路的输出端与所述TOPSwitch-HX的输入端连接，所述TOPSwitch-HX的输出端与所述变压器的输入端连接，所述输出稳压电路的输入端与所述变压器连接，所述输出稳压电路的输出端与所述反馈电路的输入端连接；所述保护电路的输入端与所述反馈电路的输出端连接，所述保护电路的输出端与所述TOPSwitch-HX连接；所述整流滤波电路还与所述箝位吸收电路的输入端连接，所述箝位吸收电路与所述变压器相互连接；所述开关电源还包括变压器偏压输出电路，所述偏压输出电路的输出端为变压器偏置绕组输出端，所述偏压输出电路与所述保护电路相连接。
2.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述输入级滤波电路包括EMI滤波器电路，所述EMI滤波器电路包括相连接的共模扼流圈、X电容和Y电容，所述共模扼流圈的磁芯为铁氧体、铁粉芯或微晶。
3.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述输入整流电路为交流电由输入接口进入后，经过D1-D4组成的桥式进行全桥整流，并由C1滤波，把交流电变换为直流电。
4.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述箝位吸收电路由箝位电容C2、箝位电阻R4和箝位二极管D6组成，所述箝位电容C2与所述变压器连接，所述箝位电容C2和箝位电阻R4并联，所述箝位二极管D6均与所述箝位电容C2、箝位电阻R4连接。
5.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述稳压输出电路包括二极管D7、输出滤波电容C8、后级滤波电感L2和后级滤波电容C9，所述二极管D7与所述变压器连接，所述输出滤波电容C8与所述二极管D7串联，所述后级滤波电感L2与所述输出滤波电容C8串联，所述后级滤波电容C9与所述输出滤波电容C8并联，所述输出滤波电容C8和后级滤波电容C9的一端与所述反馈电路连接，所述输出滤波电容C8和后级滤波电容C9的另一端与接地端连接。
6.根据权利要求5所述的开关电源，其特征在于，所述稳压输出电路还包括一电阻，所述电阻与所述二极管D7并联且与所述输出滤波电容C8串联。
7.根据权利要求5所述的开关电源，其特征在于，所述二极管D7为肖特基整流二极管，所述二极管D7的工作电流为额定电流的3-4倍。
8.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述反馈电路中包括基准电压源TL431、光耦合器PC817、电阻R5、电阻R6、电阻R7和电阻R8，所述电阻R7和电阻R8串联且与所述输出稳压电路、基准电压源TL431连接，用于对输出电压取样，将取样电压与基准电压源TL431的基准电压进行比较,并通过TL431控制光耦的发光亮度；所述电阻R5与输出稳压电路连接且与所述基准电压源TL431串联，用于限制通过光耦的电流；所述电阻R6并联在PC817发光二极管两端，用于当PC817关断时，输出电压能通过R5为TL431提供稳定的工作电流，避免PC817工作在临界状态。
9.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述交流电的电压范围为85-265V。
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