CN106411146B - 一种十二脉波电压型可逆整流装置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种十二脉波电压型可逆整流装置及其控制方法，可逆整流装置包括主电路单元和控制单元，主电路单元包括次边两绕组Y‑△移相变压器、整流逆变桥I和整流逆变桥II，两绕组Y‑△移相变压器的次边两绕组输出端分别与整流逆变桥I和整流逆变桥II相连，整流逆变桥I和整流逆变桥II两者串联布置；控制方法包括采用恒压限流的工作模式，数据内部标幺化、PLL相位计算、直流滤波、给定与反馈差值死区限定、工况判定、数字离散PI处理与叠加、输出幅值限定和脉冲生成整流逆变桥I和整流逆变桥II的晶闸管控制脉冲信号。本发明晶闸管可承受电压等级高、能够有效降低系统纹波和总谐波畸变，具有适用范围广、成本较低、模块可简化的优点。

Description

一种十二脉波电压型可逆整流装置及其控制方法

技术领域

本发明涉及可逆整流技术，具体涉及一种十二脉波电压型可逆整流装置及其控制方法。

背景技术

工业上大功率整流器采用不可控二极管和相控晶闸管整流的电路形式，二极管整流存在直流电压不可调、不可逆的缺陷。相控整流器则易受晶闸管触发导通引起的电压畸变到诊相位检测波动和振荡、系统动态性能低，难以实现可逆整流控制；六脉波全控桥或半控桥的功率因素低、谐波畸变大；逆变时极易出现失控，不适用于大功率运用。常规采用二极管和晶闸管整流形式的大功率整流器的形式，由于受限于器件本身的原因和结构，如二极管整流不可控、带负载特性软；相控晶闸管的整流形式虽然可控，但六脉波及以下脉波整流的方式会导致系统功率因数(PF)低、谐波含量(THD)高、电压波动大和电能利用率低；十二脉波的晶闸管整流器，易受到主电路换相过程中电网畸变的影响和干扰，在很多种情况下造成相位误测、振荡，最终导致晶闸管的误触发，系统抗干扰能力低。另外采用晶闸管整流方案需要同时采集三相交流电压电流信号、直流电压(和电流)信号形成控制闭环，交流侧采用霍尔器件还需要额外的供电，导致系统器件增多、成本增大和可靠性降低。而不带逆变功能的晶闸管整流系统如果在某些情况下系统带逆变器运行时，当能量回馈至直流母线、导致直流电压抬升又无法回馈至电网时，系统无法正常运行。

发明内容

本发明要解决的技术问题：针对现有技术的上述问题，提供一种晶闸管可承受电压等级高、能够有效降低系统纹波和总谐波畸变、适用范围广、成本较低、模块可简化的十二脉波电压型可逆整流装置及其控制方法。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：

本发明提供一种十二脉波电压型可逆整流装置，包括主电路单元和控制单元，所述主电路单元包括次边两绕组Y-△移相变压器、整流逆变桥I和整流逆变桥II，所述两绕组Y-△移相变压器的次边两绕组输出端分别与整流逆变桥I和整流逆变桥II相连，所述整流逆变桥I和整流逆变桥II两者串联布置在正直流母线和负直流母线之间，所述整流逆变桥I包括相互反并联布置的整流桥I和逆变桥I，所述整流逆变桥II包括相互反并联布置的整流桥II和逆变桥II，所述整流桥I和整流桥II构成12脉波整流器，所述逆变桥I和逆变桥II构成12脉波逆变器，所述控制单元的高速脉冲输出端分别通过晶闸管驱动板与整流桥I、逆变桥I、整流桥II、逆变桥II的晶闸管控制端相连。

优选地，所述整流逆变桥I的整流桥I和逆变桥I设有共同的交流电流互感器、电压互感器和直流电压传感器，所述整流逆变桥II的整流桥II和逆变桥II设有共同的交流电流互感器、电压互感器、直流电压传感器。

优选地，所述控制单元包括实时处理器、模块机箱、同步数据采集模块、通讯接口和高速脉冲输出模块，所述模块机箱中设有FPGA背板，所述FPGA背板通过背板总线和实时处理器相连，所述同步数据采集模块、通讯接口和高速脉冲输出模块插设于模块机箱的插槽中，所述FPGA背板的输入端通过同步数据采集模块分别与各个整流逆变模块的交流电流互感器、电压互感器和直流电压传感器相连，所述FPGA背板通过背板总线和高速脉冲输出模块相连，所述高速脉冲输出模块包含24路输出端，其中12路输出端通过晶闸管驱动板和整流桥I及逆变桥I的晶闸管控制端相连、其余12路输出端通过晶闸管驱动板和整流桥II及逆变桥II的晶闸管控制端相连。

优选地，所述主电路单元和控制单元布置于屏柜单元中，所述屏柜单元包括三个深度一致且依次排列布置的屏柜A、屏柜B和屏柜C，整流桥I、整流桥II均布置于屏柜A中，逆变桥I、逆变桥II均布置于屏柜C中，所述屏柜B包括上室B1和下室B2，所述控制单元布置于上室B1中，所述下室B2中设有用于连接至整流桥I、逆变桥I、整流桥II、逆变桥II的主回路的机车电缆，所述控制单元通过机车电缆柔性连接至整流桥I、逆变桥I、整流桥II、逆变桥II的主回路，屏柜A、屏柜B和屏柜C三者中相邻的两者之间以及上室B1和下室B2之间设有金属隔板。

本发明还提供一种前述十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法，实施步骤包括：

1)针对整流逆变桥I和整流逆变桥II，将直流电压和给定直流电压分别进行标幺化后得到电压偏差；

2)对电压偏差进行死区限制；

3)针对死区限制后的电压偏差，判断电压偏差是否超过预设的逆变门槛值，如果超过逆变门槛值，则跳转执行步骤4)；否则，跳转执行步骤5)；

4)针对死区限制后的电压偏差，判断电压偏差是否超过预设的过压门槛值，如果超过过压门槛值，则进行过压保护并退出；否则，将同步交流电压通过软件锁相环获得相位信号，将相位信号进行标幺化后和死区限制后的电压偏差一起输入逆变PI控制器，其输出和预设的角度偏移叠加后得到逆变控制角度后进行上下限限幅，然后判断进行上下限限幅的结果和相位信号进行标幺化后的结果是否相同，如果相等则输出双窄脉冲的第一个脉冲，并实时生成双窄脉冲的第二个脉冲，将双窄脉冲输出给整流逆变桥I的逆变桥I或整流逆变桥II的逆变桥II，退出；

5)将同步交流电压通过软件锁相环获得相位信号，将相位信号进行标幺化后和死区限制后的电压偏差一起输入整流PI控制器，其输出和预设的角度偏移叠加得到整流控制角度后进行上下限限幅，然后判断进行上下限限幅的结果和相位信号进行标幺化后的结果是否相同，如果相等则输出双窄脉冲的第一个脉冲，并实时生成双窄脉冲的第二个脉冲，将双窄脉冲输出给整流逆变桥I的整流桥I或整流逆变桥II的整流桥II，退出。

优选地，所述将同步交流电压通过软件锁相环获得相位信号的详细步骤包括：

S1)对同步交流电压进行坐标转换，将同步交流电压进行Clark变换和Park变换，即将三相静止abc坐标系的电压变量变换成两相静止αβ坐标系，再从两相静止αβ坐标系变换到同步旋转dq坐标系的电压变换，通过如式(5)所示函数表达式对两相静止αβ坐标系中的电压分量v_α和v_β对d轴进行投影，得到真实相角与估算相角之差△θ；

△θ＝v_αcosθ+v_βsinθ (5)

式(5)中，△θ表示真实相角与估算相角之差，v_α和v_β为两相静止αβ坐标系的两个分量，θ表示真实相角；

S2)将计算得到的真实相角与估算相角之差△θ经过离散数字低通滤波器，得到估算的d轴电压纹波和噪声e_d；

S3)将离散数字低通滤波器输出的估算的d轴电压纹波和噪声e_d通过数字离散PI控制器；

S4)将数字离散PI控制器的输出与同步电网旋转角度ω_N叠加后再通过积分器进行积分处理得到相位信号。

优选地，步骤S2)中离散数字低通滤波器的输入输出关系如式(6)所示；

θ(N)＝m△θ(N)+(1-m)θ(N-1) (6)

式(6)中，θ(N)是本次的滤波输出值，m为滤波系统系数，△θ(N)为本次折算的相角偏差，θ(N-1)是上次的滤波输出值。

优选地，步骤S3)中数字离散PI控制器的输入输出关系如式(14)所示；

式(14)中，u(n)表示第n次采样时刻数字离散PI控制器的输出值，e(n)表示第n次采样时刻输入的偏差值，T_s表示采样周期，K_p为比例系数，K_i＝K_pT_s/T_I为积分系数，n表示采样序列。

优选地，所述标幺化具体是指将输入电压转化为无符号整数，使得输入电压一个周期内相位从0到2π直接线性对应无符号整数0～20000。

本发明十二脉波电压型可逆整流装置具有下述优点：

1、本发明十二脉波电压型可逆整流装置采用次边两绕组Y-△移相变压器，次边两绕组输出分别接入2组反并联的6脉波晶闸管桥臂中，即整流桥I和逆变桥I(整流逆变桥I)共用一组变压器次边，整流桥Ⅱ和逆变桥Ⅱ(整流逆变桥Ⅱ)共用另一组变压器次边，整流逆变桥I和整流逆变桥II采用串联的工作方式，一方面当直流电压较高时可以提高单桥(整流逆变桥I和整流逆变桥II)晶闸管可承受的电压等级，另一方面有效降低系统纹波和总谐波畸变。当作为直流电源工作输出时，可根据实际电流电压的参数在正、负直流母线连接相应的滤波回路即可，流经晶闸管的电流会在晶闸管内部产生相应的热损耗，可采取风机强制风冷的散热方式，确保元件在流经不大于额定电流的情况下不出现热损坏。

2、本发明的十二脉波电压型可逆整流装置采用自然移相变压器(次边两绕组Y-△移相变压器，非专用造价高昂的移相延边三角形的变压器)实现自然12脉波整流，减少了变压器的制造成本，提高了系统功率因数和改善了系统动态性能，模块化的控制平台和独立式的电气拼柜结构提高了系统的适用性，高效可逆整流扩大了系统是适用范围，实现了经济、实用和节能减排的发展理念。

3、本发明十二脉波电压型可逆整流装置采用模块化的设计和结构，可根据需要减少指定的模块来满足具体要求和降低工程成本，能够广泛适用于各类高效率的可逆整流系统。

本发明十二脉波电压型可逆整流装置控制方法具有下述优点：本发明十二脉波电压型可逆整流装置控制方法采用软件锁相环(PLL)，并使用相位修正技术对引起的少量波形畸变进行修正和补偿，消除了电网谐波畸变的干扰，基于数字软件锁相环、内部实时相位标幺线性化、相序自适应的控制方式，采用相位自修正技术大大提高了系统的抗干扰能力；以实时实际母线电压为依据切换整流和逆变工作模式，可将本发明装置的负载适用范围扩展到带能量回馈的逆变器。

附图说明

图1为本发明实施例装置的基本拓扑结构示意图。

图2为本发明实施例装置的电路拓扑结构示意图。

图3为本发明实施例控制单元的框架结构示意图。

图4为本发明实施例屏柜单元的结构示意图。

图5为本发明实施例方法的通用控制流程示意图。

图6为本发明实施例方法的控制原理示意图。

图7为本发明实施例锁相环的控制原理示意图。

图8为本发明实施例的坐标系示意图。

图9为本发明实施例中相位标幺化与时间周期对应关系图。

图10为本发明实施例的用于滤波的FIFO示意图。

图11为本发明实施例方法的工况运行曲线示意图。

图12为本发明实施例晶闸管的控制脉冲示意图。

图13为本发明实施例PLL标幺值的示意图。

具体实施方式

如图1和图2所示，本实施例十二脉波电压型可逆整流装置包括主电路单元和控制单元，主电路单元包括次边两绕组Y-△移相变压器、整流逆变桥I和整流逆变桥II，两绕组Y-△移相变压器的次边两绕组输出端分别与整流逆变桥I和整流逆变桥II相连，整流逆变桥I和整流逆变桥II两者串联布置在正直流母线和负直流母线之间，整流逆变桥I包括相互反并联布置的整流桥I和逆变桥I，整流逆变桥II包括相互反并联布置的整流桥II和逆变桥II，整流桥I和整流桥II构成12脉波整流器，逆变桥I和逆变桥II构成12脉波逆变器，控制单元的高速脉冲输出端分别通过晶闸管驱动板与整流桥I、逆变桥I、整流桥II、逆变桥II的晶闸管控制端相连。本实施例十二脉波电压型可逆整流装置采用次边两绕组Y-△移相变压器，次边两绕组输出分别接入2组反并联的6脉波晶闸管桥臂中，即整流桥I和逆变桥I(整流逆变桥I)共用一组变压器次边，整流桥Ⅱ和逆变桥Ⅱ(整流逆变桥Ⅱ)共用另一组变压器次边，整流逆变桥I和整流逆变桥II采用串联的工作方式，一方面当直流电压较高时可以提高单桥(整流逆变桥I和整流逆变桥II)晶闸管可承受的电压等级，另一方面有效降低系统纹波和总谐波畸变(THD，Total Hamonics Distortion)。总谐波畸变即总谐波畸变率，是指输出端输出信号中的谐波成分与实际输入信号的比值，并用百分比来表示。当作为直流电源工作输出时，可根据实际电流电压的参数在正、负直流母线连接相应的滤波回路即可，流经晶闸管的电流会在晶闸管内部产生相应的热损耗，可采取风机强制风冷的散热方式，确保元件在流经不大于额定电流的情况下不出现热损坏。本实施例十二脉波电压型可逆整流装置的晶闸管可承受电压等级高、能够有效降低系统纹波和总谐波畸变，具有适用范围广、成本较低、模块可简化的优点。参见图2，整流桥I由晶闸管VT1a～VT6a组成，且晶闸管VT1a和VT4a串联构成U相桥臂、晶闸管VT3a和VT6a串联构成V相桥臂、晶闸管VT5a和VT2a串联构成W相桥臂，三相桥臂的直流侧并联连接后输出整流桥I整流后的直流电压；逆变桥I由晶闸管VT1′a～VT6′a组成，且晶闸管VT1′a和VT4′a串联构成U相桥臂、晶闸管VT3′a和VT6′a串联构成V相桥臂、晶闸管VT5′a和VT2′a串联构成W相桥臂，三相桥臂的直流侧并联连接后输出逆变桥I逆变后的直流电压。整流桥Ⅱ由晶闸管VT1b～VT6b组成，且晶闸管VT1b和VT4b串联构成U相桥臂、晶闸管VT3b和VT6b串联构成V相桥臂、晶闸管VT5b和VT2b串联构成W相桥臂，三相桥臂的直流侧并联连接后输出整流桥Ⅱ整流后的直流电压；逆变桥Ⅱ由晶闸管VT1′b～VT6′b组成，且晶闸管VT1′b和VT4′b串联构成U相桥臂、晶闸管VT3′b和VT6b′b串联构成V相桥臂、晶闸管VT5′b和VT2′b串联构成W相桥臂，三相桥臂的直流侧并联连接后输出逆变桥Ⅱ逆变后的直流电压。

为了减少系统与器件数量和布线工作，本实施例中整流逆变桥I和整流逆变桥Ⅱ各自分别采用统一的交直流信号接入接口，整流逆变桥I的整流桥I和逆变桥I设有共同的交流电流互感器、电压互感器和直流电压传感器，整流逆变桥II的整流桥II和逆变桥II设有共同的交流电流互感器、电压互感器、直流电压传感器。即：整流桥Ⅰ和逆变桥Ⅰ采用共同的交流电流(测量Ia和Ib)、电压互感器(测量Uab和Ubc)和直流电压传感器(测量Ud1)，整流Ⅱ桥和逆变Ⅱ桥与Ⅰ桥相同，在此不再赘述。本实施例中主电路交流部分采用标准无源元器件电流互感器、电压互感器采集实时电流电压参数，可靠性和性价比高于需要单独供电的霍尔传感器的设计，根据交流原理在交流电路采用无源感应器件直接将输出信号(电流互感器次边额定5A、电压互感器次边100V电压)接入控制系统，避免了中间信号转换回路。当实际进线电压大于电流互感器的额定电压时，为避免过电压对电流互感器造成的绝缘影响或损坏，在安装电流互感器部分采用机车电缆贯穿电流互感器中部、连接两端铜排，利用机车电缆本身的绝缘层降低对电流互感器的绝缘要求，对于非标准电压等级在电流互感器的连接处采用电缆连接，降低了铜排连接的绝缘要求，更具有普遍的适用性。

如图3所示，控制单元包括实时处理器21、模块机箱22、同步数据采集模块23、通讯接口24和高速脉冲输出模块25，模块机箱22中设有FPGA背板，FPGA背板通过背板总线和实时处理器21相连，同步数据采集模块23、通讯接口24和高速脉冲输出模块25插设于模块机箱22的插槽中，FPGA背板的输入端通过同步数据采集模块23分别与各个整流逆变模块12的交流电流互感器、电压互感器和直流电压传感器相连，FPGA背板通过背板总线和高速脉冲输出模块25相连，高速脉冲输出模块25包含24路输出端，其中12路输出端通过晶闸管驱动板和整流桥I及逆变桥I的晶闸管控制端相连、其余12路输出端通过晶闸管驱动板和整流桥II及逆变桥II的晶闸管控制端相连。控制单元采用实时处理器21，实时处理器21内置高频嵌入式处理器且运行实时系统(RTS，Real TimeSystem)，通讯接口24可按系统实际通讯接口进行配置。本实施例中，同步数据采集模块23同步采集的实时电压、电流参数直接进入FPGA背板中的FPGA中，FPGA经过内部运算处理和标幺化后通过DMA FIFO传输方式参与内部控制，通过闭环反馈采集、滤波、标幺化、和给定反馈值作差，其差值决定系统的工作状态并进入数字离散PI控制器参与对应桥臂双窄脉冲的第一个脉冲的生成，实时系统计数器参与计算和生成双窄脉冲的第二个脉冲，主电路单元的晶闸管按照触发脉冲的规律导通和换相，从而保持输出电压在约定范围内的相对稳定。FPGA(Field－Programmable GateArray)即现场可编程门阵列，它是在PAL、GAL、CPLD等可编程器件的基础上进一步发展的产物。它是作为专用集成电路(ASIC)领域中的一种半定制电路而出现的，既解决了定制电路的不足，又克服了原有可编程器件门电路数有限的缺点。RTS(Real Time System)，即实时系统，指系统能及时响应外部事件的请求，在规定的时间内完成对该事件的处理，并控制所有实时任务协调一致的运行。

如图4所示，本实施例中主电路单元和控制单元布置于屏柜单元中，屏柜单元包括三个深度一致且依次排列布置的屏柜A、屏柜B和屏柜C，整流桥I、整流桥II均布置于屏柜A中，逆变桥I、逆变桥II均布置于屏柜C中，屏柜B包括上室B1和下室B2，控制单元布置于上室B1中，下室B2中设有用于连接至整流桥I、逆变桥I、整流桥II、逆变桥II的主回路的机车电缆，控制单元通过机车电缆柔性连接至整流桥I、逆变桥I、整流桥II、逆变桥II的主回路，屏柜A、屏柜B和屏柜C三者中相邻的两者之间以及上室B1和下室B2之间设有金属隔板。由于整流桥I和整流桥II构成12脉波整流器，逆变桥I和逆变桥II构成12脉波逆变器，整流桥I、整流桥II均布置于屏柜A中，逆变桥I、逆变桥II均布置于屏柜C中，因此屏柜A为12脉波整流柜，屏柜C为12脉波逆变柜，屏柜B的上室B1为控制柜室，下室B2为电缆穿越室。本实施例的屏柜单元包括三个深度一致的屏柜A、屏柜B和屏柜C，便于拼柜。另外屏柜B包括上室B1和下室B2，上室B1室安装二次控制系统，下室B2电气连接整流逆变主回路，采用机车电缆柔性连接，可有效减少裸露铜排连接要求的绝缘距离和电气间隙。屏柜A、屏柜B和屏柜C三者中相邻的两者之间以及上室B1和下室B2之间设有金属隔板，能够消除主电路对控制系统的电磁干扰。屏柜A和屏柜C间对应的整流和逆变的晶闸管桥臂间采用结构对称布局、电气反并联连接和共直流母线方式。对于不需逆变功能的整流方案，只需移除屏柜C及其与屏柜A的连接电缆即为12脉波整流柜，其他功能不受影响。

图5为整流逆变桥I和整流逆变桥II两者通用的控制流程，图6为整流逆变桥I和整流逆变桥II两者相互独立的控制原理。如图5和图6所示，本实施例十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法的实施步骤包括：

1)针对整流逆变桥I和整流逆变桥II，将直流电压和给定直流电压分别进行标幺化后得到电压偏差；参见图6，其中Ud1表示整流逆变桥I的直流电压，Ud2表示整流逆变桥II的直流电压，Ud*表示给定直流电压；

2)对电压偏差进行死区限制；

3)针对死区限制后的电压偏差，判断电压偏差是否超过预设的逆变门槛值，如果超过逆变门槛值，则跳转执行步骤4)；否则，跳转执行步骤5)；

4)针对死区限制后的电压偏差，判断电压偏差是否超过预设的过压门槛值，如果超过过压门槛值，则进行过压保护并退出；否则，将同步交流电压通过软件锁相环获得相位信号，将相位信号进行标幺化后和死区限制后的电压偏差一起输入逆变PI控制器，其输出和预设的角度偏移叠加后得到逆变控制角度后进行上下限限幅，然后判断进行上下限限幅的结果和相位信号进行标幺化后的结果是否相同，如果相等则输出双窄脉冲的第一个脉冲，并实时生成双窄脉冲的第二个脉冲，将双窄脉冲输出给整流逆变桥I的逆变桥I或整流逆变桥II的逆变桥II，退出；

5)将同步交流电压通过软件锁相环获得相位信号，将相位信号进行标幺化后和死区限制后的电压偏差一起输入整流PI控制器，其输出和预设的角度偏移叠加得到整流控制角度后进行上下限限幅，然后判断进行上下限限幅的结果和相位信号进行标幺化后的结果是否相同，如果相等则输出双窄脉冲的第一个脉冲，并实时生成双窄脉冲的第二个脉冲，将双窄脉冲输出给整流逆变桥I的整流桥I或整流逆变桥II的整流桥II，退出。

步骤4)和步骤5)生成双窄脉冲的第二个脉冲时，本实施例中具体是采用计数器得到双窄触发脉冲的第二个脉冲。除了采用计数器得到双窄触发脉冲的第二个脉冲，也可采用定时器得到第二个脉冲，二者的实现原理是一致的。

本实施例采用软件锁相环(PLL)的方式从同步交流电压获得相位信号，为了简化内部计算和提高系统实时计算效率，在同步采样的基础上将采样值、给定电压值、过压过流保护值对额定基准值进行标幺化和整数化。而相位的标幺化要去特殊的方式，实现相位信号标幺化后的数值与时间在数值上的统一和对应，这样使整个系统内部的计算采取无量纲的计算方式，同时与减少了浮点数计算的系统开销，提高了系统的普遍适应性。PLL(Phase-Locked Loop)，即锁相环，利用外部输入的参考信号控制环路内部振荡信号的频率和相位。因锁相环可以实现输出信号频率对输入信号频率的自动跟踪；当输出信号的频率与输入信号的频率相等时，输出电压与输入电压保持固定的相位差值，即输出电压与输入电压的相位被锁住。

如图7所示，本实施例步骤3)和步骤4)中采用软件锁相环(PLL)获得相位信号的详细步骤包括：

S1)对同步交流电压进行坐标转换，将同步交流电压进行Clark变换(abc→αβ)和Park变换(αβ→dq)，即将三相静止abc坐标系的电压变量变换成两相静止αβ坐标系，再从两相静止αβ坐标系变换到同步旋转dq坐标系的电压变换，电网电压在静止abc坐标系表示如式(1)所示、两相静止αβ坐标系表示如式(2)所示、同步旋转坐标系表示如式(4)所示；Clark变换又称T_3s/2s变换(参见图7)，在三相静止绕组abc和两相静止αβ坐标轴之间的变换，或称三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换，其中s表示静止。Park变换又称2s/2r变换，从两相静止坐标系αβ到两相旋转坐标系dq变换，简称2s/2r变换，其中s表示静止，r表示旋转。

式(1)中，v_ab、v_bc、v_ca为静止abc坐标系的三个分量，V_p是同步交流电压的线电压峰值，ω＝2πf＝100π，f是电网频率。

式(2)中，v_α和v_β为静止αβ坐标系的两个分量，V_p是同步交流电压的线电压峰值，n为符号位，v_α可以直接采样得到，但由于无法知道角度，cos(ωt)符号无法判定，因此采用根据ωt所处的区域而定，判定标准为电网电压波形斜率k的符号。在数字系统中，关于电网电压波形斜率k的计算采用数字离散处理，通过前后两次线电压的采样值v_ab(N)、v_ab(N+1)和采样周期T来数字运算，如式(3)所示；

k＝[v_ab(N+1)-v_ab(N)]/T (3)

式(3)中，k表示电网电压波形斜率，v_ab(N)、v_ab(N+1)为前后两次线电压的采样值，T表示采样周期。在(0，π/2]和(3π/2,2π]区间n＝1,判定标准为电网电压波形斜率k为正；在(π/2],3π/2]区间电网电压波形斜率k为负，n＝2。同时该斜率值的大小也可作为电网存在畸变的参考依据。

式(4)中，v_d和v_q为同步旋转坐标系的两个分量，V_p是同步交流电压的线电压峰值。

参见图8，其中表示电网电压的符合空间矢量，当真实相角与估算相角存在偏差时，此时v_d≠0。当利用d轴电压和相角误差(即真实相角与估算相角之差)△θ进行积分与同步相位叠加实时跟踪系统相位，即通过两相静止αβ坐标系中的v_α和v_β对d轴进行投影，如式(5)所示；

△θ＝v_αcosθ+v_βsinθ (5)

式(5)中，△θ表示真实相角与估算相角之差，v_α和v_β为静止αβ坐标系的两个分量，θ表示真实相角。通过如式(5)所示函数表达式对两相静止αβ坐标系中的电压分量v_α和v_β对d轴进行投影，得到真实相角与估算相角之差△θ。

S2)将计算得到的真实相角与估算相角之差△θ经过离散数字低通滤波器(LPF，参见图7)，得到估算的d轴电压纹波和噪声e_d。本实施例中，离散数字低通滤波器(LPF)的输入输出关系如式(6)所示；

θ(N)＝m△θ(N)+(1-m)θ(N-1) (6)

式(6)中，θ(N)是本次的滤波输出值，m为滤波系统系数，△θ(N)为本次折算的相角偏差，θ(N-1)是上次的滤波输出值。

S3)将离散数字低通滤波器(LPF)输出的估算的d轴电压纹波和噪声e_d通过PI控制器(数字离散PI控制器)，一方面利用PI控制器固有的滤波效应来消除高次谐波和测量噪声，另一方面可以实现相位无静差的系统跟随。

S4)将PI控制器的输出与同步电网旋转角度ω_N叠加后再通过积分器进行积分处理得到相位信号，实现系统实时锁相。

本实施例采用软件锁相环(PLL)的方式从同步交流电压获得相位信号时采用三个计数器分别计数修正相位信号，此外也可以采用一个计数器或两个计数器来计数，通过相序(正序或逆序)、延迟时间和简单的加减法来计算得到两相或余下一相的相位信息。

标幺化是指电力系统分析和工程计算中常用的数值标记方法，表示各物理量及参数相对于标准值的相对值，单位为pu(也可以认为其无量纲)，标幺值＝参数值/基准值。本实施例中，标幺化具体是指将输入电压转化为无符号整数，使得输入电压一个周期内相位从0到2π直接线性对应无符号整数0～20000，对应工频电压(50Hz)的周期20000μs，如图9所示。由于线电压超前对应的相电压30°相位，对应1667μs，即标幺化之后的整数1667，换算关系为：当标幺线电压相位整数值大于1667时，对应的相电压相位为标幺值减去1667；当标幺线电压相位整数值小于1667时，对应的相电压相位为18333加上标幺值，通过简单加减法实现线电压与相电压相位间的转换。另外，从某一相电压相位为0的时刻启动计数器(计数器计数间隔1μs，对应频率1MHz)计数，计数器内部整数也是当前的实时相位。然而在实际应用中，晶闸管在触发时刻的前后瞬间会对交流进线造成干扰和污染、引起进线电压畸变，最终影响软件锁相环的计算结果。基于以上原理，在触发脉冲生成及其维持的过程中，通过比对计数器内部计数值和软件锁相环的计算相位来修正实际的相位，原理阐述如下：采用三个计数器分别对应A相、B相和C相电压，当某相相电压相位为0时为启动对应计数器计数。

基于实时系统的电压同步采集频率为f_s,(周期T_s＝1000000/f_s,单位为μs)，前后两次的采样相位标幺值和对应的计数值分别为X_N-1和X_N、C_N-1和C_N，则在标幺值上如式(7)所示；

式(7)中，X_N-1和X_N分别表示前后两次的采样相位标幺值和对应的计数值，T_s表示实时系统的电压同步采集周期。在晶闸管脉冲生成的时刻及往后的833μs(对应单个双窄脉冲的15°电角度时间)的时间里，当进线电压被晶闸管导通污染畸变时，标幺值则有式(8)，但是式(8)所示关系式一直成立；

X_N-X_N-1≠T_S (8)

式(8)中，X_N-1和X_N分别表示前后两次的采样相位标幺值和对应的计数值，T_s表示实时系统的电压同步采集周期。

C_N-C_N-1＝T_S (9)

式(9)中，由于X_N采用计数器的计数值进行修正，因此X_N用C_N替代进行后续计算。当晶闸管触发稳定后，畸变消失，此时标幺值上关系X_N＝C_N，X_N-1＝C_N-1又成立，以此反复，从而使相位在畸变发生时得以修正，此部分由高效、实时的FPGA芯片来承担和实现。经过修正的相位信号和标幺化的参数值通过DMA FIFO传输至实时实时处理器21中进行进一步处理，包括参与PI控制和生成触发脉冲。

本实施例中，为了简化内部计算和提高系统实时计算效率，在同步采样的基础上将采样值、给定电压值、过压过流保护值对额定基准值进行标幺化和整数化，按下列式(10)进行数据处理。

INT＝[AI_采集×1000/AI_额定] (10)

式(10)中，INT表示数据处理结果，AI_采集和AI_额定分别表示采样数据和(电压电流)额定值按额定参数折算后对应的整数，[AI_采集×1000/AI_额定]表示对AI_采集×1000/AI_额定四舍五入取整数，按这样的方式处理后，当采样值等于额定值时对应无量纲整数1000，依次类推。而相位的标幺化要去特殊的方式，实现相位信号标幺化后的数值与时间在数值上的统一和对应，这样使整个系统内部的计算采取无量纲的计算方式，同时与减少了浮点数计算的系统开销，提高了系统的普遍适应性。

参见图6，本实施例中还针对直流电压Ud1和Ud2进行滤波、针对给定直流电压Ud*采用斜波函数进行滤波的步骤。针对直流电压Ud1和Ud2进行滤波时，具体是指采用FIFO进行累加取平均值的方法进行滤波，且每1ms更新一次采样。直流输出电压的调节时间以周期为单位，因此不需要实时的数据更新，参见图10，本实施例中针对直流电压的波动滤波采用FIFO(First Input First Output，即先进先出队列)技术滤波，一个周期内(20ms)内依次进行20次数据采样(每1ms采样一次)，一个周期即完成直流电压采样标幺值的更新。开始启动的时刻数据依次采集采用20个采样直流电压标幺值，即S₁，S₂，S₃,…,S₁₉和S₂₀，累加取平均值的方法作为最终的实际直流反馈(即)，此后的直流电压采样每1ms更新一次采样，即S₂₁更新为S₂₀，S₂₀更新为S₁₉，…，S_N更新为S_N-1，…S₂更新为S₁，原S₁更新为S₀(被舍弃)，更新后的滤波反馈值为以此类推，一个周期20ms内完成队列内20个数据的先后更新。

本实施例中，步骤2)对电压偏差进行死区限制。从微观输出电压考虑，总会存在小范围的波动。为避免反复调节，设置控制死区，即输出电压波动在该范围内，输出不再进行调节。当死区设置(可根据实际情况设定)为10，对应死区范围为1％，也就是说当输出值在设定值的1％范围内波动时不再视为理想输出，不再进行调节，依次类推。两组整流逆变桥的各自输出电压值超过设定值的死区限制范围后，即对超出范围进行判断，见图11所示：当设定值与实际值之差为正时，输出电压偏低，进入整流工况、触发角度向前(触发角度α减小)进行调节；当设定值与实际值之差(偏高量)为负时，输出电压偏高，对偏高量判定：当偏高量不大于逆变门槛值时，进入整流工况、触发角度向后(触发角度α增大)进行调节；当偏高量超出逆变门槛值但又不高于过电压值时，控制这样进入逆变工况——封锁整流脉冲的输出，同时开始计时一个周期(20ms)；计时完成之后使能逆变脉冲输出、进入逆变控制区，避免整流封锁、逆变使能同时进行过程中整流桥和逆变桥之间出现大的环流；当偏高量大于过电压值时，直接封锁所有脉冲，报过电压故障。

对于直流过电流值限定，采取折算到交流侧电流的算法进行检测：交流侧的电流有效值I_AC与直流侧的电流有效值I_d关系如式(11)所示；

I_AC＝0.816I_d (11)

根据前文所述，额定电流标幺值为1000，当设定过流值为额定电流值的1.2倍时，过流值的标幺值为1200，依次类推。因此交流侧的过流值标幺化整数如式(12)所示；

I_{AC过流标幺}＝[0.816I_{d过流标幺}] (12)

式(12)中，I_{AC过流标幺}表示交流侧的过流值标幺化整数，I_{d过流标幺}表示直流侧的过流值标幺化整数，[]为四舍五入取整数处理。共直流母线的同一整流/逆变桥臂交流侧只有两个电流互感器，由于为三相对称系统，第三相电流为测量相电流之和后取反。在控制系统周期运行过程中，运行一个周期内进行一次过流检测。当发现过流时封锁触发脉冲和系统保护。

众所周知，传统PI控制器的控制规律如式(13)所示；

式(13)中，u(t)为PI控制器的输出，e(t)为PI调节器的输入(即给定值与实际输出值的偏差)，K_p为比例系数，T_I为积分时间常数。

本实施例中步骤S3)将离散数字低通滤波器(LPF)输出的估算的d轴电压纹波和噪声e_d通过数字离散PI控制器进行PI控制，数字离散PI控制器的控制规律如式(14)所示；

式(14)中，u(n)表示第n次采样时刻PI调节器的输出值，e(n)表示第n次采样时刻输入的偏差值，T_s表示采样周期，K_p为比例系数，K_i＝K_pT_s/T_I为积分系数，n＝0,1,2……表示采样序列。根据式(14)则有式(15)；

式(15)中，△u(n)表示第n次采样时刻PI调节器的输出值u(n)和第n-1次采样时刻PI调节器的输出值u(n-1)之间的差值，e(n)表示第n次采样时刻输入的偏差值，e(n-1)表示第n-1次采样时刻输入的偏差值，T_s表示采样周期，K_p为比例系数，K_i＝K_pT_s/T_I为积分系数，n＝0,1,2……表示采样序列。令计算系数A＝(K_P+K_i),B＝-K_P,则有式(16)，因此最终输出为式(17)所示函数表达式；

△u(n)＝Ae(n)+Be(n-1) (16)

u(n)＝u(n-1)+Ae(n)+Be(n-1) (17)

式(16)和(17)中，△u(n)表示第n次采样时刻PI调节器的输出值u(n)和第n-1次采样时刻PI调节器的输出值u(n-1)之间的差值，e(n)表示第n次采样时刻输入的偏差值，e(n-1)表示第n-1次采样时刻输入的偏差值，A和B均为假设的系数。

为了得到在首次启动系统时输出电压从0开始上升，对PI控制器的最终输出进行角度偏移(U_offset)处理，得到最终的叠加值u(n)′，即u(n)′＝u(n)+U_offset；同时对叠加值进行限定使得最终的输出不得超过裕量角度标幺上限值U_max和下限值U_min，即

当u(n)′≥U_max时，u(n)′＝U_max；

当u(n)′≤U_min时，u(n)′＝U_min，即可完成对电压偏差进行死区限制。即，步骤2)对电压偏差进行死区限制时，如果电压偏差大于或等于预设的死区限制最大值，则将电压偏差的值限制为预设的死区限制最大值，如果电压偏差小于或等于预设的死区限制最小值，则将电压偏差的值限制为预设的死区限制最小值。

本实施例中，数字离散PI控制器的具体实现如下：当触发角度α设为90°时，逆变角β(β＝180°－α)也为90°，输出电压正好为0。因此角度偏移设为90°，对应的角度偏移标幺值为U_offset为5000。对于整流控制，由于采用可逆的控制方式，角度α控制范围为30°～90°，当α_min为30°，对应的裕量角度标幺值为U_整流min为1667；当α_max设为90°时，对应的抗饱和积分相位标幺值为5000。同理，对于逆变控制角度β(β＝180°－α)范围定位90°～150°，对应的抗饱和积分下限为U_逆变min＝5000和裕量角度标幺值上限U_逆变max＝8333。PI控制器的输出经过偏移和叠加后得到u(n)′与最终标幺化的软件锁相环值进行比对，当二者数值相等时输出双窄脉冲的整流逆变桥I和整流逆变桥II的第一个触发脉冲的触发时刻，这样实现了整数与时间上的一一对应切换和控制。

本实施例中，在整流或逆变工况下得到U相、V相和W相触发双窄脉冲的第一个脉冲触发时刻，分别对应于整流Ⅰ桥第1、3和5的晶闸管(VT1a、VT3a和VT5a，参见图2)、整流Ⅱ桥的第1、3和5的晶闸管(VT1b、VT3b和VT5b，参见图2)或者逆变Ⅰ桥第1、3和5的晶闸管(VT1′a、VT3′a和VT5′a，参见图2)、逆变Ⅱ桥的第1、3和5的晶闸管(VT1′b、VT3′b和VT5′b，参见图2)，脉冲见图12实线所示，其中U_g1表示第1个晶闸管的脉冲电压，U_g2表示第2个晶闸管的脉冲电压，以此类推，对于整流逆变桥Ⅰ其他编号为2、4、6的晶闸管(VT2a、VT4a和VT6a，参见图2)和整流逆变桥Ⅱ其他编号为2、4、6的晶闸管(VT2b、VT4b和VT6b，参见图2)采用补发脉冲的方式。以一个周期内触发脉冲产生的过程具体阐述如下：如图13所示，对于U相电压，在PI控制器的输出与U_offset叠加输出值u(n)′_U与U相相位标幺值相等时，输出第一个脉冲，同时向编号为6的晶闸管补发一个触发脉冲，并启动实时系统(RTS)计数器开始计时(计数器时钟频率1MHz，对应1μs)；计数器计数到833(对应15°电角度)，停止向编号为1和6的晶闸管输出触发脉冲；计数器继续计数到4167(对应15°+60°电角度)，向编号为1的晶闸管开始输出双窄脉冲的第二个脉冲，向编号为2的晶闸管输出双窄脉冲的第一个脉冲，计数器继续计数；计数器计数到5000(对应15°+60°+15°电角度),停止向编号为1和2的晶闸管输出触发脉冲,同时计数器清零、停止工作。同理，对于V相电压，得到编号为3的晶闸管的第一和第二个触发脉冲。对于触发编号为3的晶闸管时，分别先后同时向编号为2(第一个脉冲)和编号为4(第二个脉冲)的晶闸管补发触发脉冲(补发的脉冲与V相的两个脉冲同时开始和停止输出)；对于W相电压，得到编号为5的晶闸管的第一和第二个触发脉冲。对于触发编号为5的晶闸管时，分别先后同时向编号为4(第一个脉冲)和编号为6(第二个脉冲)的晶闸管补发触发脉冲(补发的脉冲与W相的两个脉冲同时开始和停止输出)。基于以上原理，触发脉冲周而复始产生触发脉冲，并于PLL标幺值、闭环反馈紧紧联系在一起形成稳定可控的系统。

对于串联的整流逆变桥Ⅰ和整流逆变桥Ⅱ的均压(即整流逆变桥Ⅰ和整流逆变桥Ⅱ的各自直流侧电压基本维持一致)问题，整流逆变桥Ⅰ和整流逆变桥Ⅱ采样相同的进线电压。为了确保多任务并行处理过程中各PI控制器响应一致，整流桥Ⅰ和整流桥Ⅱ的整流PI控制器采用相同的控制参数，逆变桥Ⅰ和逆变桥Ⅱ的逆变PI控制器采用相同的控制参数。由于计数器、同步采样和直流电压采样采用不同的采样频率，因此采用同一系统时钟频率、经过分频处理得到所需的各实时计数和采样频率。以上各项工作任务同步进行，并不会出现类似微机处理的滞后和延时问题，使得各处理任务间互不影响、提高了系统的可靠运行。系统可通过增加不同的通讯模块提供不同协议的通讯接口，系统接收系统指令并作出相应的保护动作。

综上所述，本实施例十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法具有下述优点：1、本实施例十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法采用基于旋转坐标系和同步采样的软件锁相环(PLL)技术，在Clark变换中由于相位无法确定，以数字离散采样计算斜率的方法确定变换后的符号，结合实时系统精确计数方式进行相位自适应修正技术，消除晶闸管导通过程中主电路的波形畸变造成的相位干扰；还可通过简单的加减法实现相位的移动和叠加。2、本实施例十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法通过两路线电压参数计算得出三相线电压相位，其相位信号采用特殊标幺化数字处理和简单的加减法实现了线电压线电压和相电压相位的换算，经换算后实现了相电压相位标幺值(整数)与电网周期数值上的时间和数值上的转换和对应，加上数字离散PI控制与角度偏移的输出值(整数)最终实现数值和时间上的转换和对应。3、本实施例十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法的数字离散化的低通滤波系统和饱和抑制算法的PI控制，实现系统的实时控制调节；第二个触发脉冲通过计数和与PLL标幺值简单的比对即可实现周期范围内的脉冲输出。4、本实施例十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法的整流部分和逆变部分采用共进线的方式，减少了系统的电路复杂程度和元器件的使用效率。5、本实施例十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法的屏柜内部通过电缆连接降低主电路的绝缘要求，即使在高于电流互感器的额定电压的电压等级下也可确保了元器件的正常使用，增强了系统对非标准电压等价下的通用性。6、本实施例十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法采用同一系统时钟频率、经过分频处理得到所需的不同的实时频率，对于不同频率的参数处理互不影响，构成了多任务并行多频的精确控制策略。7、本实施例十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法采用直流电压FIFO的周期性滤波既减少了系统干扰，又能捕捉到系统的周期变化规律。本实施例十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法在非标准和较高电压等级的使用情况下，利用机车电缆本身从电流互感器中间贯穿和连接接线，降低了系统对电压互感器本身的绝缘要求，软件PLL的坐标变换处理和自修正技术，提高了系统的抗干扰能力，标幺化的系统数据处理，实现了无量纲的内部运行处理，提高了系统的运行效率。本实施例十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法具有广泛的通用性，当进线电压等参数变化时，在保证绝缘性能的前提下，只要修改对应的额定参数值即可使用于新的系统和工况。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种十二脉波电压型可逆整流装置，其特征在于：包括主电路单元和控制单元，所述主电路单元包括次边两绕组Y-△移相变压器、整流逆变桥I和整流逆变桥II，所述两绕组Y-△移相变压器的次边两绕组输出端分别与整流逆变桥I和整流逆变桥II相连，所述整流逆变桥I和整流逆变桥II两者串联布置在正直流母线和负直流母线之间，所述整流逆变桥I包括相互反并联布置的整流桥I和逆变桥I，所述整流逆变桥II包括相互反并联布置的整流桥II和逆变桥II，所述整流桥I和整流桥II构成12脉波整流器，所述逆变桥I和逆变桥II构成12脉波逆变器，所述控制单元的高速脉冲输出端分别通过晶闸管驱动板与整流桥I、逆变桥I、整流桥II、逆变桥II的晶闸管控制端相连；所述控制单元包括实时处理器(21)、模块机箱(22)、同步数据采集模块(23)、通讯接口(24)和高速脉冲输出模块(25)，所述模块机箱(22)中设有FPGA背板，所述FPGA背板通过背板总线和实时处理器(21)相连，所述同步数据采集模块(23)、通讯接口(24)和高速脉冲输出模块(25)插设于模块机箱(22)的插槽中，所述FPGA背板的输入端通过同步数据采集模块(23)分别与各个整流逆变模块(12)的交流电流互感器、电压互感器和直流电压传感器相连，所述FPGA背板通过背板总线和高速脉冲输出模块(25)相连，所述高速脉冲输出模块(25)包含24路输出端，其中12路输出端通过晶闸管驱动板和整流桥I及逆变桥I的晶闸管控制端相连、其余12路输出端通过晶闸管驱动板和整流桥II及逆变桥II的晶闸管控制端相连。

2.根据权利要求1所述的十二脉波电压型可逆整流装置，其特征在于：所述整流逆变桥I的整流桥I和逆变桥I设有共同的交流电流互感器、电压互感器和直流电压传感器，所述整流逆变桥II的整流桥II和逆变桥II设有共同的交流电流互感器、电压互感器、直流电压传感器。

3.根据权利要求1所述的十二脉波电压型可逆整流装置，其特征在于：所述主电路单元和控制单元布置于屏柜单元中，所述屏柜单元包括三个深度一致且依次排列布置的屏柜A、屏柜B和屏柜C，整流桥I、整流桥II均布置于屏柜A中，逆变桥I、逆变桥II均布置于屏柜C中，所述屏柜B包括上室B1和下室B2，所述控制单元布置于上室B1中，所述下室B2中设有用于连接至整流桥I、逆变桥I、整流桥II、逆变桥II的主回路的机车电缆，所述控制单元通过机车电缆柔性连接至整流桥I、逆变桥I、整流桥II、逆变桥II的主回路，屏柜A、屏柜B和屏柜C三者中相邻的两者之间以及上室B1和下室B2之间设有金属隔板。

4.一种权利要求1～3中任意一项所述十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法，其特征在于实施步骤包括：

1)针对整流逆变桥I和整流逆变桥II，将直流电压和给定直流电压分别进行标幺化后得到电压偏差；

2)对电压偏差进行死区限制；

3)针对死区限制后的电压偏差，判断电压偏差是否超过预设的逆变门槛值，如果超过逆变门槛值，则跳转执行步骤4)；否则，跳转执行步骤5)；

4)针对死区限制后的电压偏差，判断电压偏差是否超过预设的过压门槛值，如果超过过压门槛值，则进行过压保护并退出；否则，将同步交流电压通过软件锁相环获得相位信号，将相位信号进行标幺化后和死区限制后的电压偏差一起输入逆变PI控制器，其输出和预设的角度偏移叠加后得到逆变控制角度后进行上下限限幅，然后判断进行上下限限幅的结果和相位信号进行标幺化后的结果是否相同，如果相等则输出双窄脉冲的第一个脉冲，并实时生成双窄脉冲的第二个脉冲，将双窄脉冲输出给整流逆变桥I的逆变桥I或整流逆变桥II的逆变桥II，退出；

5)将同步交流电压通过软件锁相环获得相位信号，将相位信号进行标幺化后和死区限制后的电压偏差一起输入整流PI控制器，其输出和预设的角度偏移叠加得到整流控制角度后进行上下限限幅，然后判断进行上下限限幅的结果和相位信号进行标幺化后的结果是否相同，如果相等则输出双窄脉冲的第一个脉冲，并实时生成双窄脉冲的第二个脉冲，将双窄脉冲输出给整流逆变桥I的整流桥I或整流逆变桥II的整流桥II，退出。

5.根据权利要求4所述的十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法，其特征在于，所述将同步交流电压通过软件锁相环获得相位信号的详细步骤包括：

S1)对同步交流电压进行坐标转换，将同步交流电压进行Clark变换和Park变换，即将三相静止abc坐标系的电压变量变换成两相静止αβ坐标系，再从两相静止αβ坐标系变换到同步旋转dq坐标系的电压变换，通过如式(5)所示函数表达式对两相静止αβ坐标系中的电压分量v_α和v_β对d轴进行投影，得到真实相角与估算相角之差△θ；

△θ＝v_αcosθ+v_βsinθ (5)

式(5)中，△θ表示真实相角与估算相角之差，v_α和v_β为两相静止αβ坐标系的两个分量，θ表示真实相角；

S2)将计算得到的真实相角与估算相角之差△θ经过离散数字低通滤波器，得到估算的d轴电压纹波和噪声e_d；

S3)将离散数字低通滤波器输出的估算的d轴电压纹波和噪声e_d通过数字离散PI控制器；

S4)将数字离散PI控制器的输出与同步电网旋转角度ω_N叠加后再通过积分器进行积分处理得到相位信号。

6.根据权利要求5所述的十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法，其特征在于，步骤S2)中离散数字低通滤波器的输入输出关系如式(6)所示；

θ(N)＝m△θ(N)+(1-m)θ(N-1) (6)

式(6)中，θ(N)是本次的滤波输出值，m为滤波系统系数，△θ(N)为本次折算的相角偏差，θ(N-1)是上次的滤波输出值。

7.根据权利要求5所述的十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法，其特征在于，步骤S3)中数字离散PI控制器的输入输出关系如式(14)所示；

式(14)中，u(n)表示第n次采样时刻数字离散PI控制器的输出值，e(n)表示第n次采样时刻输入的偏差值，T_s表示采样周期，K_p为比例系数，K_i＝K_pT_s/T_I为积分系数，n表示采样序列。

8.根据权利要求5所述的十二脉波电压型可逆整流装置的控制方法，其特征在于，所述标幺化具体是指将输入电压转化为无符号整数，使得输入电压一个周期内相位从0到2π直接线性对应无符号整数0～20000。