CN106374491A - 一种有源电力滤波器的直流电容电压控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种有源电力滤波器的直流电容电压控制方法，包括：采集直流侧电容电压，获取直流侧电容电压与稳压指令的误差，利用基于变结构比例积分控制的直流侧电压控制器对直流侧电压误差进行调节。其中，基于变结构比例积分控制的直流侧电压控制器包括用于稳态控制的周期平均值低通滤波器环节，用于动态控制的非线性比例积分控制环节，用于纹波限幅的限幅环节以及用于动态稳态控制结构切换的预测环节。本发明方法可有效解决传统基于比例积分控制器的电容电压控制策略中，直流电容电压控制环的动态性能与其对有源电力滤波器电流补偿效果的影响存在矛盾的问题，可有效提升APF稳态时的补偿性能和动态时的直流侧电压抗干扰性能。

Description

一种有源电力滤波器的直流电容电压控制方法

技术领域

本发明涉及电能质量检测与治理技术领域，尤其涉及一种有源电力滤波器的直流电容电压控制方法。

背景技术

近年来，随着电力电子技术的高速发展，电力系统中大量非线性负载设备如变频器、整流器的使用，使得电网中电流波形发生畸变，不再是标准工频正弦波，而是包含多种谐波电流，严重影响电网的供电质量和电网中运行设备的正常运行。有源电力滤波器作为一种新型电力电子谐波治理装置，相对常规的无源滤波器，具有控制灵活，体积小，功能多，对用户友好的特点。

有源电力滤波器直流侧电容电压的稳定控制是逆变器根据电流调节器发出的电压指令精确逆变出对应电压波形的关键条件。理论上，有源电力滤波器在运行时不消耗能量，因而其电容电压应保持不变。然而由于功率变换单元内开关器件的开关损耗，滤波电感寄生电阻的存在，实际有源电力滤波器在运行时有一定的能量耗散，该能量耗散导致有源电力滤波器电容电压均值的下降。此外，有源电力滤波器在进行谐波与负序电流补偿时，与外界存在能量交换，根据能量平衡原理，该交换将导致有源电力滤波器电容电压存在快速的周期性波动。因此，有必要对有源电力滤波器直流侧电压进行控制，以保证其稳定。

通常有源电力滤波器的直流侧电容电压控制结构基于传统比例积分调节器，其控制结构如图1所示。电容电压给定指令与实际电容电压值作比较后，其误差送入比例积分调节器。比例积分调节器的输出为用于调节电容电压的有功电流。将有功电流经dq坐标系到静止坐标系变换后，得到三相静止坐标系下用于调节电容电压的稳压电流指令，该稳压电流指令与有源电力滤波器的补偿电流指令叠加后，共同作为有源电力滤波器的电流指令并经电流控制器的调节作用后发出。

有源电力滤波器的直流侧电容电压的波动可分为两项。一项是由于有源电力滤波器自身的有功损耗造成的电压下降，由于有源电力滤波器损耗较小，因此该项的波动较慢，是缓慢波动量。另一项由于有源电力滤波器补偿谐波、负序等电流时，由于与外界快速的能量交换造成电容电压的快速波动，可视为电压纹波，该波动其频率高于基波频率，因而视为快速波动量。

为降低直流电容电压快速波动量对补偿效果的影响，控制器的带宽应尽量低。然而，过低的控制带宽将导致比例积分控制器的动态性能不足，且降低对有功扰动的抑制，因此在负载变化时，无法及时稳定住电容电压。故在传统基于比例积分控制器的电容电压控制策略中，直流电容电压控制环的动态性能与其对有源电力滤波器电流补偿效果的影响存在矛盾。

发明内容

鉴于上述的分析，本发明旨在提供一种新的有源电力滤波器直流电容电压控制方法，用以解决传统基于比例积分控制器的电容电压控制策略中，直流电容电压控制环的动态性能与其对有源电力滤波器电流补偿效果的影响存在矛盾的问题。

为实现上述的发明目的，在基于本发明方法的一个实施例中，包括以下步骤：

步骤S1、采集直流电容电压，获取直流电容电压与稳压指令的控制误差e1；

步骤S2、利用基于变结构比例积分控制的直流电压控制器对直流电压控制误差进行调节，得到误差调节输出；

步骤S3、将步骤S2得到的误差调节输出作为有源电力滤波器有功电流环的控制指令，对直流电容电压进行控制。

在基于本发明方法的另一个实施例中，步骤S1进一步包括：

使用电压传感器，以每工频周期等间隔采样N点的速率采样得到有源电力滤波器直流电容电压U_dc ^*，并在每采样周期内将U_dc ^*与直流电容电压控制指令值U_dc作差，得到所述控制误差e₁。

在基于本发明方法的另一个实施例中，步骤S2进一步包括以下子步骤：

步骤S21、根据直流电容电压与稳压指令的控制误差e₁，获取用于稳态控制的误差输出e₂、非线性比例积分控制输出e₃、切换判断标准c₀。

步骤S22、根据S21中获得的参数，进行变结构切换，输出变结构切换结果e₄；

步骤S23、对变结构切换结果e₄进行线性比例积分及限幅处理，得到误差调节输出y。

在基于本发明方法的另一个实施例中，稳态控制的误差输出e₂由控制误差e₁经过周期滑窗平均值低通滤波器f_LP(z)得到；滤波器的周期等于电网电压工频周期。

在基于本发明方法的另一个实施例中，非线性比例积分控制输出e₃由所述控制误差e₁与非线性比例系数K₁相乘得到；

其中，非线性比例系数K₁由所述控制误差e₁取绝对值后，经线性放大和限幅处理后得到。

在基于本发明方法的另一个实施例中，切换判断标准c₀由稳态切换控制输出c₁、动态切换控制输出c₂与纹波限幅控制控制输出c₃进行逻辑或操作得到。

在基于本发明方法的另一个实施例中，输出变结构切换结果e₄具体为经过变结构切换开关f_switch得到，当c₀为逻辑假时，e₄输出结果为e₂；当c₀为逻辑真时，e₄输出结果为e₃。

在基于本发明方法的另一个实施例中，稳态切换控制输出c₁由稳态控制误差输出e₂与稳态恢复系数I_x1作比较得到，当e₂≤I_x1时，c1输出结果为逻辑假，当e₂>I_x1时，c₁输出结果为逻辑真。

在基于本发明方法的另一个实施例中，动态切换控制输出c₂由动态误差预测的误差值e₅与稳态切换系数I_x2比较得到，当e₅≤I_x2时，c₂输出结果为逻辑假，当e₅>I_x2时，c₂输出结果为逻辑真；

动态误差预测的误差值e₅由控制误差e₁经过二阶数字滤波器f_lp1(z)消除噪声后，再经过动态误差预测的周期微分器f_s(z)，结果取绝对值后得到，公式如下，

$f_{lp1}\left(z\right)=\frac{1+z}{2z}---\left(4\right)$

f_s＝1-z^-N (5)

e₅＝|f_s(f_lp1(z))| (6)

其中，N为所述直流电容电压每工频周期采样点数。

在基于本发明方法的另一个实施例中，纹波限幅控制控制输出c₃由控制误差e₁与稳态切换系数I_x3作比较得到，当e₁≤I_x3时，c₃输出结果为逻辑假，当e₁>I_x3时，c₃输出结果为逻辑真。

本发明的特点及有益效果是：该方法通过采用变结构比例积分控制器，可兼顾有源电力滤波器直流电容电压控制环稳态时低带宽、动态时对扰动高抑制且无超调的要求，可有效提升有源电力滤波器稳态时的电流补偿性能和动态时的直流侧电压抗干扰性能。

本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分的从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。

图1是基于传统比例积分调节器的直流侧电容电压控制结构图；

图2是本发明方法的控制流程框图。

具体实施方式

下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理。

根据本发明的一个具体实施例，公开了一种有源电力滤波器直流电容电压控制方法，如附图2所示，包括以下步骤：

步骤S1、采集直流电容电压，获取直流电容电压与稳压指令的控制误差e₁；

具体地，使用电压传感器，以每工频周期等间隔采样N点的速率采样得到有源电力滤波器直流电容电压U_dc ^*，并在每采样周期内将U_dc ^*与直流电容电压控制指令值U_dc作差，得到所述控制误差e₁，公式如下；

$e_1=U_{dc}^{*}-U_{dc}---\left(1\right)$

步骤S2、利用基于变结构比例积分控制的直流电压控制器对直流电压控制误差进行调节，得到误差调节输出；

具体包括：

步骤S21、根据直流电容电压与稳压指令的控制误差e₁，获取用于稳态控制的误差输出e₂、非线性比例积分控制输出e₃、切换判断标准c₀。

稳态控制的误差输出e₂由所述控制误差e₁经过周期滑窗平均值低通滤波器f_LP(z)得到；所述滤波器的周期等于电网电压工频周期，

公式如下；

e₂＝f_LP(e₁) (2)

即离散传递函数为滤波器，以抑制稳态时e₁中谐波分量，提升有源电力滤波器谐波补偿效果。

非线性比例积分控制输出e₃由所述控制误差e₁与非线性比例系数K₁相乘得到，公式如下；

e₃＝e₁k₁ (7)

其中，非线性比例系数K₁由所述控制误差e₁取绝对值后，经线性放大和限幅处理后得到，公式如下；

K₁＝f_NL1(K|e₁|) (3)

切换判断标准c₀由稳态切换控制输出c₁、动态切换控制输出c₂与纹波限幅控制控制输出c₃进行逻辑或操作得到，公式如下；

c₀＝OR(c₁,c₂,c₃) (11)

使得有源电力滤波器在发生动态时可迅速切换至动态控制以稳定运行，在系统进入稳态后可恢复至稳态控制以提升稳态补偿效果，且将直流电容电压纹波限制在限幅值内。

步骤S22、根据S21中获得的参数，进行变结构切换，输出变结构切换结果e₄；

步骤S23、对变结构切换结果e₄进行线性比例积分及限幅环节f_NL2(x)处理，得到误差调节输出y，该输出作为有源电力滤波器有功电流环的控制指令，实现对直流侧电容电压的稳定控制。

输出变结构切换结果e₄具体为经过变结构切换开关f_switch得到，当c₀为逻辑假时，e₄输出结果为e₂；当c₀为逻辑真时，e₄输出结果为e₃，公式如下；

步骤S3、将步骤S2得到的误差调节输出作为有源电力滤波器有功电流环的控制指令，对直流电容电压进行控制。

稳态控制误差输出e₂具有低带宽，抑制谐波能力强的特性，可保证有源电力滤波器稳态补偿效果；非线性比例积分控制输出e₃动态响应快，扰动抑制能力强，可保证有源电力滤波器动态时稳定运行。切换判断标准c₀值在有源电力滤波器动态与稳态转换时立即发生变化，可用于稳态输出与动态输出选择。

其中，稳态切换控制输出c₁由所述稳态控制误差输出e₂与稳态恢复系数I_x1作比较得到，当e₂≤I_x1时，c1输出结果为逻辑假，当e₂>I_x1时，c₁输出结果为逻辑真，公式如下；

$c_1=\left\{\begin{array}{cc}1& (e_2>I_{x1})\\ 0& (e_2\≤I_{x1})\end{array}\right.---\left(8\right)$

动态切换控制输出c₂由动态误差预测的误差值e₅与稳态切换系数I_x2比较得到，当e₅≤I_x2时，c₂输出结果为逻辑假，当e₅>I_x2时，c₂输出结果为逻辑真，公式如下；

$c_2=\left\{\begin{array}{cc}1& (e_5>I_{x2})\\ 0& (e_5\≤I_{x2})\end{array}\right.---\left(9\right)$

其中，动态误差预测的误差值e₅由控制误差e₁经过二阶数字滤波器f_lp1(z)消除噪声后，再经过动态误差预测的周期微分器f_s(z)，结果取绝对值后得到，公式如下，

$f_{lp1}\left(z\right)=\frac{1+z}{2z}---\left(4\right)$

f_s＝1-z^-N (5)

e₅＝|f_s(f_lp1(z))| (6)

其中，N为所述直流电容电压每工频周期采样点数。

纹波限幅控制控制输出c₃由控制误差e₁与稳态切换系数I_x3作比较得到，当e₁≤I_x3时，c₃输出结果为逻辑假，当e₁>I_x3时，c₃输出结果为逻辑真，公式如下；

$c_3=\left\{\begin{array}{cc}1& (e_1>I_{x3})\\ 0& (e_1\≤I_{x3})\end{array}\right.---\left(10\right)$

I_x1为APF进入稳态控制门槛值，可取为直流电容电压控制目标值的1％。I_x2为APF进入动态控制的门槛值，一般取值在直流电容电压控制目标值的1％-2％之间。I_x3用于限制电容电压纹波，以延长电容寿命，其取值一般小于电容额定电压的5％，可根据具体电容型号参数确定。

根据本发明方法的另一个实施例中，以电感滤波型三相并联有源电力滤波器为例，有源电力滤波器的滤波电感为0.5mh，电网电压为380V，直流侧电压为700V，开关频率为12.5k。

1)使用电压传感器，采样得到有源电力滤波器直流电容电压U_dc ^*，其中每工频周期的采样点数为250。如式(1)将U_dc ^*与直流侧电容电压控制指令值U_dc作差，得到控制误差e₁；

$e_1=U_{dc}^{*}-U_{dc}---\left(1\right)$

2)将误差e1作为周期平均值低通滤波器f_LP(z)的输入，该滤波器的周期等于电网电压工频周期，其输出为稳态控制误差输出e2，如式(2)；

e₂＝f_LP(e₁) (2)

其中，所用周期平均值低通滤波器也可由其他类型低通滤波器如无限脉冲响应数字滤波器或有限脉冲响应数字滤波器替代。

3)将误差e1经过绝对值环节后，与线性放大系数K相乘，其中K＝0.3，并经过限幅环节f_NL1(x)后，得到非线性比例系数K1，如式(3)；

K₁＝f_NL1(K|e₁|) (3)

4)构造二阶数字滤波器f_lp1(z)，其结构如式(4)；

$f_{lp1}\left(z\right)=\frac{1+z}{2z}---\left(4\right)$

5)构造用于动态误差预测的周期微分器f_s(z)，其结构如式(5)，其中N为1)中直流电容电压每工频周期采样点数N；

f_s＝1-z^-N (5)

6)将式(1)误差e1通过4)中f_lp1(z)后，再将f_lp1(z)的输出作为5)中f_s(z)的输入，并将f_s(z)输出经过绝对值环节，得到用于动态误差预测的误差值e5，如式(6)；

e₅＝|f_s(f_lp1(z))| (6)

7)将式(1)误差e1与3)中非线性比例系数K1相乘，得到非线性比例积分环节的控制输出e₃，如式(7)所示；

e₃＝e₁k₁ (7)

或者，也可采用线性比例积分环节。

8)将2)中稳态控制误差输出e2与稳态恢复系数I_x1作比较，I_x1＝5，得到稳态切换控制输出c₁，其值如式(8)所示；

$c_1=\left\{\begin{array}{cc}1& (e_2>I_{x1})\\ 0& (e_2\≤I_{x1})\end{array}\right.---\left(8\right)$

9)将6)中用于动态误差预测的误差值e5与稳态切换系数I_x2作比较，I_x2＝5，得到动态切换控制输出c₂，其值如式(9)所示；

$c_2=\left\{\begin{array}{cc}1& (e_5>I_{x2})\\ 0& (e_5\≤I_{x2})\end{array}\right.---\left(9\right)$

10)将1)中控制误差e₁与稳态切换系数I_x3作比较I_x3＝25，得到纹波限幅控制控制输出c₃，其值如式(10)所示；

$c_3=\left\{\begin{array}{cc}1& (e_1>I_{x3})\\ 0& (e_1\≤I_{x3})\end{array}\right.---\left(10\right)$

11)将8)、9)、10)中的稳态切换控制输出c₁、动态切换控制输出c₂与纹波限幅控制控制输出c₃进行逻辑或操作(OR操作)，得到开关切换控制输出c₀；

c₀＝OR(c₁,c₂,c₃) (11)

12)将2)中e₂、7)中e₃、11)中c₀作为变结构切换开关f_switch的输入，且f_switch输出e₄如式(12)；

13)将12)中e₄作为线性比例积分环节的输入，得到误差调节输出为y₁；

14)将13)中y₁作为限幅环节f_NL2(x)的输入，得到变结构比例积分控制器的误差调节输出y；该输出作为有源电力滤波器有功电流环的控制指令，实现对直流侧电容电压的稳定控制。

为衡量本算法的有效性，采用同一参数有源电力滤波器，进行了施加本发明控制方法与不使用本发明控制方法的补偿效果对比。其中，当施加本发明控制方法时，有源电力滤波器的稳态谐波电流补偿率为95％，负载突变时直流电容电压的电压变化幅度为2％；不施加本发明控制方法时，有源电力滤波器的人稳态谐波电流补偿率为86％，负载突变时直流电容电压的电压变化幅度为6％。

可见，使用本发明的有源电力滤波器电容电压控制方法，可有效提高有源电力滤波器的稳态补偿效果，增强电压控制环对动态误差的抑制能力，获得良好的直流电容电压控制效果。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种有源电力滤波器的直流电容电压控制方法，其特征在于，具体包括以下步骤：

步骤S1、采集直流电容电压，获取直流电容电压与稳压指令的控制误差e₁；

步骤S2、利用基于变结构比例积分控制的直流电压控制器对直流电压控制误差进行调节，得到误差调节输出；

步骤S3、将步骤S2得到的误差调节输出作为有源电力滤波器有功电流环的控制指令，对直流电容电压进行控制。

2.根据权利要求1所述的有源电力滤波器的直流电容电压控制方法，其特征在于，所述步骤S1进一步包括：

使用电压传感器，以每工频周期等间隔采样N点的速率采样得到有源电力滤波器直流电容电压U_dc ^*，并在每采样周期内将U_dc ^*与直流电容电压控制指令值U_dc作差，得到所述控制误差e₁。

3.根据权利要求1或2所述的有源电力滤波器的直流电容电压控制方法，其特征在于，所述步骤S2进一步包括以下子步骤：

步骤S21、根据直流电容电压与稳压指令的控制误差e₁，获取用于稳态控制的误差输出e₂、非线性比例积分控制输出e₃、切换判断标准c₀；

步骤S22、根据S21中获得的参数，进行变结构切换，输出变结构切换结果e₄；

步骤S23、对变结构切换结果e₄进行线性比例积分及限幅处理，得到误差调节输出y。

4.根据权利要求3所述的有源电力滤波器的直流电容电压控制方法，其特征在于，所述稳态控制的误差输出e₂由所述控制误差e₁经过周期滑窗平均值低通滤波器f_LP(z)得到；所述滤波器的周期等于电网电压工频周期。

5.根据权利要求3所述的有源电力滤波器的直流电容电压控制方法，其特征在于，所述非线性比例积分控制输出e₃由所述控制误差e₁与非线性比例系数K₁相乘得到；

其中，所述非线性比例系数K₁由所述控制误差e₁取绝对值后，经线性放大和限幅处理后得到。

6.根据权利要求3所述的有源电力滤波器的直流电容电压控制方法，其特征在于，所述切换判断标准c₀由稳态切换控制输出c₁、动态切换控制输出c₂与纹波限幅控制控制输出c₃进行逻辑或操作得到。

7.根据权利要求3所述的有源电力滤波器的直流电容电压控制方法，其特征在于，所述输出变结构切换结果e₄具体为经过变结构切换开关f_switch得到，当c₀为逻辑假时，e₄输出结果为e₂；当c₀为逻辑真时，e₄输出结果为e₃。

8.根据权利要求6所述的有源电力滤波器的直流电容电压控制方法，其特征在于，所述稳态切换控制输出c₁由所述稳态控制误差输出e₂与稳态恢复系数I_x1作比较得到，当e₂≤I_x1时，c1输出结果为逻辑假，当e₂>I_x1时，c₁输出结果为逻辑真。

9.根据权利要求6所述的有源电力滤波器的直流电容电压控制方法，其特征在于，所述动态切换控制输出c₂由动态误差预测的误差值e₅与稳态切换系数I_x2比较得到，当e₅≤I_x2时，c₂输出结果为逻辑假，当e₅>I_x2时，c₂输出结果为逻辑真；

其中，所述动态误差预测的误差值e₅由控制误差e₁经过二阶数字滤波器f_lp1(z)消除噪声后，再经过动态误差预测的周期微分器f_s(z)，结果取绝对值后得到，公式如下，

$f_{lp1}\left(z\right)=\frac{1+z}{2z}---\left(4\right)$

f_s＝1-z^-N (5)

e₅＝|f_s(f_lp1(z))| (6)

其中，N为所述直流电容电压每工频周期采样点数。

10.根据权利要求6所述的有源电力滤波器的直流电容电压控制方法，其特征在于，所述纹波限幅控制控制输出c₃由控制误差e₁与稳态切换系数I_x3作比较得到，当e₁≤I_x3时，c₃输出结果为逻辑假，当e₁>I_x3时，c₃输出结果为逻辑真。