CN106342393B - 一种提高毫米波单片功率放大器的稳定性结构及设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种提高毫米波单片功率放大器的稳定性结构及设计方法，属于毫米波单片集成电路的技术领域。应用本发明技术设计的毫米波单片功率放大器具有栅压串联电阻馈电网络和电阻电容串联后与旁路电容并联的漏压馈电网络。该栅压串联电阻馈电网络包含旁路电路、串联电阻和接近于工作频率四分之一波长的高阻线，旁路电容在直流电源接入处，串联的直流电阻靠近信号通路。该漏压馈电网络包含旁路电容、并联电阻和并联电容，电阻与电容串联后与旁路电容并联。

Description

一种提高毫米波单片功率放大器的稳定性结构及设计方法

技术领域

本发明特别涉及一种提高毫米波功率放大器的稳定性的方法，属于毫米波单片集成电路的技术领域。

背景技术

近年来，通信系统在微波和毫米波频段的需求越来越多，例如卫星通信系统、点对多点分布系统、个人通信链路等。功率放大器是这些系统的中一个重要器件，虽然传统的行波电子管(TWTA)可以在毫米波频段应用，但是固态的功率放大器具有更小的尺寸、更高的可靠性，同时也容易量产，降低成本。在过去的几十年，基于GaAs衬底的单片微波集成电路(MMIC)有了长足的进步，金属场效应管(MESFET)的功率放大器在微波频段内起到了重要的作用，MESFET的截止频率在栅长为0.25um的工艺条件下一般为50GHz。随着频率提高，进入毫米波频段，赝配高电子迁移率晶体管(pHEMT)的结构被提出来，这类器件在2维电子气结构及材料系统等方面得到了巨大改进，使电子的迁移率大大提高，通常0.25um的pHEMT的截止频率为90GHz。

一般根据晶体管的增益特性，增益随着频率的上升而减小，在设计毫米波功率放大器的时候，由于晶体管的特性在低频段的高增益值容易在低频段引起振荡，从而造成器件无法正常工作。在现有技术中，稳定晶体管的一种技术就是在其不稳定的端口增加一个串联或并联的电阻。增加的电阻必须抵消掉晶体管输入和输出的阻抗的负值。该技术的详细说明可以见电子工业出版社2002年翻译的《射频电路设计---理论与应用》一书第320页至322页。用增加电阻的方法实现晶体管稳定的代价包括：阻抗匹配状态可能被破坏，产生功率传输损失，另外由于电阻产生的附加热噪声，晶体管的噪声系数通常会恶化。在毫米波功率放大器的设计中，由于晶体管的增益在毫米波频段已经较小，如果采用增加电阻的方法来达到稳定，这样会降低晶体管的增益。Microwave and Optical Technology Letters,第42卷中，在2004年8月，C.W.Huang等人发表了“A Three-Stage Ka Band pHEMT Wideband AmplifierMMIC”一文，该论文公开了一种三级Ka波段pHEMT宽带微波功率放大器的设计。在该设计中，增大了晶体管栅极的输入电阻，通过有损匹配来达到晶体管的绝对稳定条件。另外一种常用的晶体管稳定技术是采用电阻电容串联的负反馈结构，该结构可以有效地抑制低频的增益，但是同样对于毫米波频率的增益也有1dB左右的衰减，而且对于功率放大器的最后一级功率输出具有明显的影响，所以一般在最后一级功率输出级不采用负反馈的结构。IEEE Trans on MTT，第49卷中，在2001年6月，Joao Caldinhas Vaz等人发表了“Millimeter-Wave Monolithic Power Amplifier for Mobile Broad-BandSystem”一文，该论文公开了用于60GHz移动宽带系统的毫米波功率放大器，在该论文中，通过使用0.15的pHEMT工艺，设计了两种形式的三级毫米波功率放大器，分别是单端型平衡型，以电阻电容串联的负反馈网络应用于第一和第二级晶体管来获得晶体管在整个频段内的绝对稳定性。

发明内容

本发明的目的是克服已有技术的不足之处，提供一种提高毫米波单片功率放大器的稳定性结构及设计方法。本发明避免使用增加电阻和电阻电容负反馈这两种结构，提出了一种在直流偏置网络中使用电阻和电容的组合，以及在四分之一波长的直流馈电线中串联电阻的方法来达到从低频段到毫米波频段晶体管的绝对稳定条件。

为了实现上述目的，本发明设计了一个32GHz的毫米波功率放大器，它采用树状的拓扑结构是来实现功率的合成，最后一级用四个相互并联的晶体管来同相位工作。最后一级的晶体管功率匹配网络、输出功率合成网络和直流偏置网终三者合一，这样既能节省芯片电路面积，又能减小原先一部分匹配电路造成的损耗。第二级晶体管用两个晶体管来驱动，级间匹配网络采用微带线来实现。第一级用一个晶体管，输入级采用开路线米达到输入阻抗匹配。所有前级的漏压和后级的栅压均采用MIM电容来隔直。每一级栅压馈电网络中，靠近射频信号线都有串联有一个电阻，使晶体管达到稳定条件，该栅压馈电直流线采用高阻线并且接近四分之一波长。第二级的漏压馈电网络采用电容电阻串联再与旁路电路并联的结构来抑制低频段的增益。第三级的晶体管每相邻的两个单元之间在栅极有一个平衡电阻相连，用来消除可能产生的奇模振荡。

由此，本发明提供的提高毫米波单片功率放大器的稳定性结构，其特征在于具有栅压串联电阻网络和电阻电容串联后与旁路电容并联的漏压馈电网络；所述的栅压串联电阻网络由旁路电容、串联电阻和接近于工作频率四分之一波长的高阻线构成，旁路电容在直流电源接入处，串联的直流电阻靠近信号通路；所述的电阻电容串联后与旁路电容并联的漏压馈电网络，是由旁路电容在直流电源接入处，电阻电容串联后与旁路电容并联于该处。

本发明采用的毫米波单片功率放大器稳定性结构及设计方法，在直流馈电线中串联电阻和在旁路电容旁边并联电阻电容的拓扑结构，同常用的在晶体管端口增加电阻和电阻电容负反馈的方法相比，具有不影响毫米波信号的增益特性，电路拓扑简单，在不增加额外电路面积的情况下，可以使晶体管从低频到毫米波频段达到绝对稳定条件。

附图说明

图1为三级毫米波功率放大器的结构拓扑图。

图2(1)为栅压直流馈电网络的电路拓扑图。

图2(2)为第二级漏压直流馈电网络的结构电路拓扑图。

图3为本发明提供的毫米波单片功率放大器。

图4为三级毫米波功率放大器仿真的从直流到40GHz的稳定性系数。

图5为设计的三级毫米波功率放大器的小信号测试曲线，包含增益、输入反射系数和输出反射系数。

图6为设计的三级毫米波功率放大器的输出功率和功率增益与输入功率的测试曲线。

图7为设计的三级毫米波功率放大器在连续波和直流脉冲的测试条件下的饱和输出功率曲线。

图8为设计三级毫米波功率放大器的实际芯片版图。

具体实施方式

下面将结合附图解释本发明的实施例。虽然本发明结合优选实例进行了描述，但是本发明不限于本说明书所选的实例，对于其他频段或者拓扑的功率放大器，本发明中提出的稳定性设计方法也应该受到保护。

基于本发明设计的0.25um pHEMT工艺的32GHz0.5W毫米波功率放大器实施例及详细说明如下：

图1是解释本发明的优选实施例的毫米波功率放大器的结构拓扑图。该电路包括：第一级驱动放大级，由一个晶体管组成；第二级驱动放大级，由两个晶体管放大器组成；第三级功率放大级，由四个晶体管组成。下面详细描述根据本发明有优选实施例的使用栅压串联电阻馈电网络、电阻电容串联后与旁路电容并联的漏压馈电网络和具有消除奇模振荡的串联电路网络的毫米波功率放大器。

图2中(1)是栅压馈电网络串联电阻的电路拓扑图，传统的混合微波集成电路栅压馈电网络一般使用四分之一波长的高阻传输线何旁路电容来实现，这样可以将外围偏置电路对信号通路内的高频影响降低到最小。但是在单片微波电路中，由于面积和成本的限制四分之一波长的馈电线不太可能在单片电路上实现。而随着工作频率的增加，波长减小，到毫米波频率，波长达到毫米波量级，使得在单片上实现四分之一波长的馈电线，成为可能。本实施例中，所有的栅压馈电网络均采用旁路电容21、近似于四分之一波长的高阻传输线22和串联电阻23组成，由于晶体管栅电流非常小，所以串联电阻23上几乎没有电压分布，不影响对晶体管的栅极的电压偏置。对于带内的的毫米工作频率而言，旁路电容21通过通孔按地使得该点近似于理想短路点，根据微波传输线理论，经过四分之一波长的微带传输线22，在电阻23端近似为开路，从而消除了外围偏置电路对信号通路的影响，同时由于电阻23端为开路，串联的电阻23对于信号通路通样不会产生影响。但是对于低频信号而言，经过微带传输线22后，电阻22段仍然近似为短路，从而电阻22可以起到吸收低频段的增益，并且是晶体管稳定。

图2中(2)是第二级晶体管的漏压馈电网络，漏压馈电网络不能采用如附图2中(1)所示的串联电阻结构，因为一般晶体管的源漏电流较大，从几十毫安至几百毫安，如采用串联电阻结构将在电阻上形成电压降，造成不必要的功率损耗。而图2中(2)采用的电阻33电容32串联再与旁路电容31并联的结构，电阻33上没有直流电流通过，该结构可以同样有效的抑制低频增益消除低频振荡。

放大器的最后一级输出级，按照最大功率输出来进行阻抗匹配，输入匹配和级间匹配均采用共轭匹配。漏压和栅压之间用MIM电容来隔直，最后一级共四个晶体管，相临两个晶体管之间在栅极用一个电阻相连，来消除因为相位不平衡可能产生的奇模振荡。信号输入输出线采用GSG(Ground-Signal-Ground)结构，该结构有力在片测试的时压探针。直流Pad上下各五个，各自提供晶体管需要的栅压和漏压。

图3则为图2(1)、(2)组合而成的本发明提供的一种稳定性提高的单片功率放大器。

图4是32GHz三级毫米波功率放大器的稳定性因子仿真曲线，可以看到在使用了如附图2和附图3所示的稳定结构后，放大器在从直流到40GHz的频段内稳定性因子都大于1，从而从设计上确保了放大器能够正常工作，不会在任何频段产生振荡。

图5是32GHz三级毫米波功率放大器的小信号测试曲线，从图中可以看到从32GHz到33GHz，小信号增益均大于16dB，其中在32.4GHz具有最大的小信号增益17.4dB。输入和输出驻波都有略有漂移，在32.5GHz附近，输入和输出驻波均为-9dB。该功率放大器的小信号测试使用HP8722D矢量网络分析仪。直流偏置条件为Vd＝6V，Ids＝600mA。

图6是在32GHz频率测试的毫米波功率放大器输出功率、增益和输入功率的曲线，从图中可以看到随着输入功率的增加，输出功率也逐渐增加，输入功率为12dBm的时候，输出功率达到P-1dB压缩点，信号增益下降到15dB。继续增加输入功率，输出功率的增加缓慢逐渐区域饱和。

图7是在连续波和直流脉冲的条件下测试的功率放大器饱和输出功率比较，可以看到采用直流脉冲的测试方法可以最大限度的消除结温上升对芯片输出功率的影响，在32GHz采用脉冲测试得到饱和输出功率为27.6dBm。在大功率测试中，功率放大器必然会产生大量的热，功率放大器的测试一般有两种方法：一是给芯片提供热沉以增加散热面积和散热速度，来降低芯片温度；二是采用脉冲测试的方法，脉冲测试就是将直流馈电电压有连续直流变为直流脉冲，放大器在脉冲内工作，而在其余时间内由于没有直流馈电而不工作，这样在脉冲周期内工作所产生的热量能够在没有脉冲的周期内得到充分的散发，从而缓解了对散热系统的要求，控制了芯片温度的上升。

图8是制造完成的基于0.25um pHEMT工艺的32GHz三级毫米波功率放大器的芯片版图，整个芯片面积为2.6mm×3mm，芯片厚度为0.1mm。如上所述，该毫米波功率放大器使用了栅压串联电阻馈电网络、电阻电容串联后与旁路电容并联的漏压馈电网络和具有消除奇模振荡的串联电路网络，与传统的增加电阻和使用电阻电容负反馈的功率放大器比较，它的优点是不减小晶体管在毫米波工作频段内的增益，降低了低频波段中的增益，完全阻止了在任何频段发生振荡的可能性，达到了功率放大器的绝对稳定条件。

虽然本发明已经结合优选实施例进行了描述，但它不限于该实施例，在本发明的范围内作出修改变化对于那些本领域的技术人来说是显然的。

Claims (5)

1.一种提高毫米波单片功率放大器的稳定性结构，其特征在于具有栅压串联电阻网络和电阻电容串联后与旁路电容并联的漏压馈电网络；所述的栅压串联电阻网络由旁路电容、串联电阻和工作频率为四分之一波长的微带传输线构成，旁路电容在直流电源接入处，串联的直流电阻靠近信号通路，且微带传输线在电阻端为开路；所述的电阻电容串联后与旁路电容并联的漏压馈电网络，是由旁路电容在直流电源接入处，电阻电容串联后与旁路电容并联于该处，且与微带传输线相连接。

2.设计由权利要求1所述的提高毫米波单片功率放大器的稳定性结构的方法，其特征在于采用树状的拓扑结构是来实现功率的合成，最后一级用四个相互并联的晶体管来同相位工作，最后一级的晶体管功率匹配网络、输出功率合成网络和直流偏置网络三者合一。

3.按权利要求2所述的提高毫米波单片功率放大器的稳定性结构的设计方法，其特征在于所述的拓扑结构的第一级驱动放大级，由一个晶体管组成；第二级驱动放大级，由两个晶体管放大器组成；第三级功率放大级，由四个晶体管组成。

4.按权利要求2或3所述的提高毫米波单片功率放大器的稳定性结构的设计方法，其特征在于所述的拓扑结构的第一级用一个晶体管，输入级采用开路线来达到输入阻抗匹配；所有前级的漏压和后级的栅压均采用MTM电容来隔直；每一级栅压馈电网络中，靠近射频信号线都有串联有一个电阻，使晶体管达到稳定条件，该栅压馈电直流线采用高阻线并且为四分之一波长；第二级的漏压馈电网络采用电容电阻串联再与旁路电路并联的结构来抑制低频段的增益；第三级的晶体管每相邻的两个单元之间在栅极有一个平衡电阻相连，用来消除可能产生的奇模振荡。

5.按权利要求3所述的提高毫米波单片功率放大器的稳定性结构的设计方法，其特征在于第二级两个晶体管级间匹配网络采用微带线。