CN106169882B - 一种基于pr内环控制的组合式三相逆变电源 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于PR内环控制的组合式三相逆变电源，所述组合式三相逆变电源包括：对直流电压进行滤波处理的直流滤波电路，ABC三相独立的桥式高频调制电路，ABC三相独立的交流滤波电路，分别采集三相输出电压和输出电流的传感器组以及隔离型的三相变压器，以及各自独立的三相控制电路。本发明的组合式三相逆变电源采用双环控制结构，外环采用虚拟同步旋转坐标系下输出交流电压PI控制，内环采用输出电流PR控制。本发明相比现有的逆变电源，实现了三相交流的完全独立控制，在极端不平衡负载下仍能维持三相电压平衡，其稳态谐波畸变率低，负载突变条件下动态响应速度快。
Description
技术领域
本发明涉及直流-交流电能变换装置，具体涉及一种基于PR内环控制的三相逆变电源。
背景技术
逆变电源可以将直流电制变换为交流电制，提供具有良好品质的各种交流用电。随着社会工业需求的提高，对逆变电源功率需求越来越高，而大功率逆变电源由于使用的开关器件性能的限制，其开关频率有限，控制性能会受到很大制约，然而另一方面，随着工业负荷多样性增加，独立交流电网中负荷投切变的更加频繁，对逆变电源输出电压的稳定度、各种大负载投切下的快速响应能力、恶劣不平衡负载下的电压均衡度、对短路故障的保护能力等等方面均提出了很高的要求。
传统的三相逆变电源通常控制上采用同步旋转坐标系下的电压PI控制，基于这种拓扑和控制结构的逆变电源三相输出电压相互耦合，任意一相负载状态或外电路状态发生变化，就会严重影响其他两相电压的输出，此外采用单电压环控制方案的逆变电源稳定性差。也有采用电压PI外环、电流单P内环的双环控制结构来改善逆变电源稳定性，同时也具备了一定的短路限流能力，然而限流能力十分有限且限流值不恒定，且三相耦合依然严重。还有采用电压PI外环、电流PI内环的双环控制结构来增强短路限流能力，但同样的存在三相相互耦合的问题，且采用双环结构后受到内环控制影响，外环动态响应的快速性降低。
发明内容
本发明的目的是为了克服三相逆变电源相间相互耦合、稳态特性和动态特性难以兼顾的问题。提高极端不平衡负载下三相电压平衡度，提高逆变电源输出交流电压稳态品质和大负载投切时的动态响应速度。
具体而言，本发明提供一种基于PR内环控制的组合式三相逆变电源，其特征在于，所述组合式三相逆变电源包括：
对直流电压进行滤波处理的直流滤波电路，ABC三相独立的桥式高频调制电路，ABC三相独立的交流滤波电路，分别采集三相输出电压和输出电流的传感器组以及隔离型的三相变压器，以及各自独立的三相控制电路，
每相的控制电路包括：虚拟静止-同步旋转变换运算器(6)、电压D轴PI运算器(7)、电压Q轴PI运算器(8)、同步-静止变换运算器(9)、带抗饱和限定的电流PR运算器(10)、谐波主动补偿运算器(11)和驱动生成器(12)，
所述虚拟静止-同步旋转变换运算器(6)接收电压当前值Ui_0和k拍前的历史值Ui_k以及相位信号Phi，并进行虚拟坐标转换计算得到单相电压D轴分量Ui_D和Q轴分量Ui_Q，其中i为ABC三相中的任意一相；
电压D轴PI运算器(7)接收D轴设定指令值Ui_Dref和D轴电压分量Ui_D，经过PI运算后得到结果Ii_Dref；
电压Q轴PI运算器(8)接收Q轴设定指令值Ui_Qref和Q轴电压分量Ui_Q，经过PI运算后得到结果Ii_Qref；
同步-静止变换运算器(9)接收Ii_Dref、Ii_Qref以及i相相位信号Phi，经过坐标变换计算得到静止坐标系下i相电流交流指令值Ii_ref；
带抗饱和限定的电流PR运算器(10)接收指令值Ii_ref和i相电流当前采样值Ii_0，计算得到i相的占空比控制信号Di_out；
谐波主动补偿运算器(11)接收i相电压当前值Ui_0，并提取电压中的谐波分量进行定点补偿控制；
驱动生成器(12)接收运算后得到的主动谐波补偿量Di_hout，用以生成三相逆变电源的i相驱动信号。
优选地，所述的虚拟静止-同步旋转变换运算器(6)利用公式(I)和(II)计算得到UA_D和UA_Q：
其中，PhA为程序自生成的A相相位，一个采样周期表示为Ts，交流电压的基波周期为T，N表示当前时刻是一个基波周期T内的第N个采样周期，UA_0是当前采样时刻的电压瞬时值，UA_k是k个采样周期前的电压瞬时值。
优选地，所述的电压D轴PI运算器(7)和电压Q轴PI运算器(8)利用常规的PI运算公式进行计算，计算后得到IA_Dref和IA_Qref，
所述的同步-静止变换运算器(9)采用下述公式(IV)计算得到IA_ref，
IA_ref＝IA_Dref×sin(PhA)+IA_Qref×cos(PhA) (IV)
优选地，所述带抗饱和限定的电流PR运算器(10)包括误差减法器(10-1)、抗饱和减法器(10-2)、PR比例运算器(10-3)、带相位补偿的PR谐振运算器(10-4)、加法器(10-5)、抗饱和运算器(10-6)、幅值限定器(10-7)和幅值限定减法器(10-8)，
误差减法器(10-1)接收IA_ref和IA_0、进行减法运算，计算得到二者之间的误差IA_err；
PR比例运算器(10-3)接收IA_err并将IA_err乘以系数KP_PR后输出计算结果IA_KPo；
抗饱和减法器(10-2)接收误差IA_err，其中，IA_err送入到抗饱和减法器(10-2)的“-”端，经运算后得到IA_errR；IA_errR送入带相位补偿的PR谐振运算器(10-4)，经过基于基波频率的谐振算法计算后，得到输出结果IA_GRo；IA_GRo和IA_KPo同时送入加法器(10-5)，相加得到IA_out；IA_out送入幅值限定器(10-7)计算后得到DA_out；IA_out和DA_out分别送入到幅值限定减法器(10-8)的“+”端和“-”端，相减得到IA_outm；IA_outm送入到抗饱和运算器(10-6)计算，抗饱和运算器(10-6)将IA_outm乘以系数Klim后输出结果IA_errm，结果送入到抗饱和减法器(10-2)的“-”端。
优选地，所述的带相位补偿的PR谐振运算器(10-4)的计算公式如公式(V)所示，其中KR是谐振运算器增益系数，w0是交流电压基波角频率，wc是基波相位补偿角；
优选地，所述的谐波主动补偿运算器(11)包括基波陷波器(11-1)、n个单次谐波主动补偿运算器(11-2)和加法器(11-3)。
本发明控制方法的优点在于：
(1)三相完全独立控制，互不耦合，极端不平衡负载下仍能保证输出电压高平衡度；
(2)虚拟同步旋转坐标系外环电压PI控制可以实现输出电压的无静差控制；
(3)PR电流内环提供了极其快速的内环响应速度，保证系统动态响应快，且具备准确快速的短路限流能力；
(4)PR电流内环只对基波频率成分起作用，保证了稳态谐波电压低，以及短路限流值的稳定度；
(5)PR输出抗饱和幅值限定器能够保证逆变电源在直流电压不足时仍能维持良好的正弦波形输出；
(6)谐波主动补偿运算器可以有效定点补偿逆变电源输出电压中由系统外部负载特性引入的特征次谐波。
附图说明
图1为基于PR内环控制的组合式三相逆变电源的系统框图；
图2为图1中带抗饱和限定的电流PR运算器的结构框图；
图3为图1中谐波主动补偿运算器的结构框图；
图4为本发明中抗饱和运算器的控制效果；
图5为本发明中主动谐波补偿控制器的效果；
图6为逆变电源在极端不平衡工况时的控制效果。
具体实施方式
实施例1
下面结合附图对本发明作进一步说明。
如图1所示，本发明的基于PR内环控制的组合式三相逆变电源包括对直流电压进行滤波处理的直流滤波电路1，三相分别独立的A(BC)相桥式高频调制电路2，三相独立的A(BC)相交流滤波电路3，分别采集三相输出电压和输出电流的传感器组4以及隔离型的三相变压器5。
本发明对各相进行独立的基于PR电流内环控制、虚拟同步旋转坐标系下PI电压外环控制的双环控制。每相的控制模块包括独立的虚拟静止-同步旋转变换运算器6、电压D轴PI运算器7、电压Q轴PI运算器8、同步-静止变换运算器9、带抗饱和限定的电流PR运算器10、谐波主动补偿运算器11和驱动生成器12，A、B、C三相均包含上述功能完备的所有控制模块。
下面以A相为例进行介绍。将A相电压当前值UA_0和k拍前的历史值UA_k以及控制模块自生成的A相相位信号PhA送入虚拟静止-同步旋转变换运算器6，经过虚拟坐标转换计算得到A相电压D轴分量UA_D和Q轴分量UA_Q；将D轴设定指令值UA_Dref和D轴电压分量UA_D送入电压D轴PI运算器7，将Q轴设定指令值UA_Qref和Q轴电压分量UA_Q送入电压Q轴PI运算器8，分别经过PI运算后得到结果IA_Dref和IA_Qref；IA_Dref、IA_Qref以及A相相位信号PhA一起送入同步-静止变换运算器9，经过坐标变换计算得到静止坐标系下A相电流交流指令值IA_ref；将指令值IA_ref和A相电流当前采样值IA_0送入带抗饱和限定的电流PR运算器10中，计算得到得到A相的占空比控制信号DA_out；A相电压当前值UA_0同时也送入到谐波主动补偿运算器11中，谐波主动补偿运算器会提取电压中的谐波分量进行定点补偿控制，运算后得到主动谐波补偿量DA_hout；DA_out和DA_hout送入驱动生成器12最终生成三相逆变电源的A相驱动信号。B、C相控制模块与A相一致，送入B、C相控制模块的数据相应变为UB_0、UB_k、UB_Dref、UB_Qref、IB_0、PhB和UC_0、UC_k、UC_Dref、UC_Qref、IC_0、PhC。
所述的控制模块可采用数字信号处理器(DSP，Digital Signal Processor)、单片机或者现场可编程门阵列(FPGA，Field Programmable Gate Array)等具有数字信号处理和控制能力的芯片来实现，本实施例中选用TI公司的DSP芯片TMS28335，该芯片运行速度高达150MHz，并且具有12路全比较PWM输出端，拥有足够的运算能力和控制能力。
所述的虚拟静止-同步旋转变换运算器6利用公式(I)和(II)计算得到UA_D和UA_Q，PhA为程序自生成的A相相位，一个采样周期表示为Ts，交流电压的基波周期为T，N表示当前时刻是一个基波周期T内的第N个采样周期，UA_0是当前采样时刻的电压瞬时值，UA_k是k个采样周期前的电压瞬时值：
电压D轴PI运算器7和电压Q轴PI运算器8利用常规的PI运算公式进行计算，计算后得到IA_Dref和IA_Qref。
同步-静止变换运算器9采用下述公式(IV)计算得到IA_ref，
IA_ref＝IA_Dref×sin(PhA)+IA_Qref×cos(PhA) (IV)
如图2所示，带抗饱和限定的电流PR运算器10，包括误差减法器10-1、抗饱和减法器10-2、PR比例运算器10-3、带相位补偿的PR谐振运算器10-4、加法器10-5、抗饱和运算器10-6、幅值限定器10-7和幅值限定减法器10-8。
然后，将IA_ref和IA_0分别送入到误差减法器10-1的“+”和“-”位置，进行减法运算，计算得到结果IA_err；IA_err送入到PR比例运算器10-3参与计算，PR比例运算器10-3将IA_err乘以系数KP_PR后输出计算结果IA_KPo；IA_err同时也送入到抗饱和减法器10-2的“+”端，IA_errm送入到抗饱和减法器10-2的“-”端，经运算后得到IA_errR；IA_errR送入带相位补偿的PR谐振运算器10-4，经过基于基波频率的谐振算法计算后，得到输出结果IA_GRo；IA_GRo和IA_KPo同时送入加法器10-5，相加得到IA_out；IA_out送入幅值限定器10-7计算后得到DA_out；IA_out和DA_out分别送入到幅值限定减法器10-8的“+”端和“-”端，相减得到IA_outm；IA_outm送入到抗饱和运算器10-6计算，抗饱和运算器10-6将IA_outm乘以系数Klim后输出结果IA_errm，结果送入到抗饱和减法器10-2的“-”端。
带相位补偿的PR谐振运算器10-4的计算公式如(V)所述，其中KR是谐振运算器增益系数，w0是交流电压基波角频率，wc是基波相位补偿角；
所述的抗饱和运算器10-6，其特征在于将输出限幅前后的结果减法运算后进行闭环运算，闭环调节送入带相位补偿的PR谐振运算器10-4的误差值。
如图3所示，所述的谐波主动补偿运算器11，其特征在于，其包括基波陷波器11-1、n个单次谐波主动补偿运算器11-2和加法器11-3，
接下来将交流电压当前采样值UA_0送入到基波陷波器11-1中，滤除其中基波分量，仅留下交流电压中谐波分量UA_h；将UA_h送入单次谐波主动补偿运算器11-2中，根据实际需要设置单次谐波主动补偿运算器11-2对应的频率和个数，计算后的结果送入加法器11-3中，叠加得到DA_hout。
单次谐波主动补偿运算器11-2的计算公式如(VI)所示，其中KR_hn是n次谐波主动补偿运算器增益系数，wn是交流电压n次谐波角频率，wcn是交流电压n次谐波的相位补偿角；
所述的驱动生成器(12)将DA_out和DA_hout叠加后，与载波比较生成脉宽调制驱动信号PWMA。
图4～图6的仿真和实验波形采用的控制器参数为：基波角频率w0为100π，开关频率为3kHz，采样周期Ts为1/3ms，基波周期T为20ms，N为60，k为10，KP_PI为1.2，KI_PI为3000，KP-PR为0.1，wc为0.174533，KR为200，Klim为10，Imax取为2000，本实例中特选取5、7次谐波进行补偿，对应谐波角频率w5和w7分别为500π和700π，wc5为0.261799，wc7为0.349066，KR_h5为400，KR_h7为400；非线性负载工况设置为三相不控整流型负载，负载大小约为200kW；不平衡负载工况设置为A相负载300kW，B相负载300kW，C相开路。
从图4中可以看出，当给予PR运算器一个固定误差，无本发明中抗饱和限定器时，PR运算器输出正弦波出现明显平顶畸变，而采用本发明中抗饱和限定器后，PR运算器输出正弦波保持了良好的正弦度。从图5(下部为带非线性负载，有谐波主动补偿，上部为带非线性负载，无谐波主动补偿)中可以看出，逆变电源非线性负载时，本实例中特定的负载情况是200kW的三相不控整流型负载，传统控制方法下交流输出电压出现了明显的谐波畸变，而采用本发明的谐波主动补偿运算器后，输出交流电压谐波明显减小；从图6中可以看出，即使逆变电源带极端不平衡负载，本实例中特定的负载情况是A相负载300kW，B相负载300kW，C相开路，本发明的控制方法仍可以保证三相交流电压良好的平衡度，三相电压均维持为380V有效值。
此外，采用本发明的逆变电源从空载向300kW负载突加，以及从450kW向150kW负载突减时，逆变电源输出电压只在突变瞬间有极其轻微的波动，动态响应速度非常快。
本发明不仅局限于上述具体实施方式，本领域一般技术人员根据实施例和附图公开内容，可以采用其它多种具体实施方式实施本发明，因此，凡是采用本发明的设计结构和思路，做一些简单的变换或更改的设计，都落入本发明保护的范围。
Claims (4)
1.一种基于PR内环控制的组合式三相逆变电源，其特征在于，所述组合式三相逆变电源包括：
对直流电压进行滤波处理的直流滤波电路，ABC三相独立的桥式高频调制电路，ABC三相独立的交流滤波电路，分别采集三相输出电压和输出电流的传感器组以及隔离型的三相变压器，以及各自独立的三相控制电路，
每相的控制电路包括：虚拟静止-同步旋转变换运算器(6)、电压D轴PI运算器(7)、电压Q轴PI运算器(8)、同步-静止变换运算器(9)、带抗饱和限定的电流PR运算器(10)、谐波主动补偿运算器(11)和驱动生成器(12)，
所述虚拟静止-同步旋转变换运算器(6)接收电压当前值Ui_0和k拍前的历史值Ui_k以及相位信号Phi，并进行虚拟坐标转换计算得到单相电压D轴分量Ui_D和Q轴分量Ui_Q，其中i为ABC三相中的任意一相；
电压D轴PI运算器(7)接收D轴设定指令值Ui_Dref和D轴电压分量Ui_D，经过PI运算后得到结果Ii_Dref；
电压Q轴PI运算器(8)接收Q轴设定指令值Ui_Qref和Q轴电压分量Ui_Q，经过PI运算后得到结果Ii_Qref；
同步-静止变换运算器(9)接收Ii_Dref、Ii_Qref以及i相相位信号Phi，经过坐标变换计算得到静止坐标系下i相电流交流指令值Ii_ref；
带抗饱和限定的电流PR运算器(10)接收指令值Ii_ref和i相电流当前采样值Ii_0，计算得到i相的占空比控制信号Di_out；
谐波主动补偿运算器(11)接收i相电压当前值Ui_0，并提取电压中的谐波分量进行定点补偿控制；
驱动生成器(12)接收运算后得到的主动谐波补偿量Di_hout，用以生成三相逆变电源的i相驱动信号。
2.根据权利要求1所述的基于PR内环控制的组合式三相逆变电源，其特征在于，所述的虚拟静止-同步旋转变换运算器(6)利用下述公式计算得到UA_D和UA_Q：
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其中，PhA为程序自生成的A相相位，一个采样周期表示为Ts，交流电压的基波周期为T，N表示当前时刻，是一个基波周期T内的第N个采样周期，UA_0是当前采样时刻的电压瞬时值，UA_k是k个采样周期前的电压瞬时值。
3.根据权利要求2所述的基于PR内环控制的组合式三相逆变电源，其特征在于，所述的电压D轴PI运算器(7)和电压Q轴PI运算器(8)利用常规的PI运算公式进行计算，计算后得到IA_Dref和IA_Qref，
所述的同步-静止变换运算器(9)采用下述公式(IV)计算得到IA_ref，
IA_ref＝IA_Dref×sin(PhA)+IA_Qref×cos(PhA) (IV)
4.根据权利要求1所述的基于PR内环控制的组合式三相逆变电源，其特征在于，所述的谐波主动补偿运算器(11)包括基波陷波器(11-1)、n个单次谐波主动补偿运算器(11-2)和加法器(11-3)。
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