CN105981294A - 用于rfid阅读器的极性发射机 - Google Patents

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Abstract

公开了用于RFID阅读器的极性发射机和使用极性发射机的系统。根据本发明的至少一些实施例的RFID系统包括采用开关模式功率放大器的极性发射机。系统也可包括用于接收来自RFID标签的响应的接收器和连接至极性发射机、接收器以及一个或多个天线的耦合器。在至少一些实施例中，RFID系统的极性发射机包括包络放大器和相位调制器，包络放大器连接至开关模式功率放大器以提供包络信号，相位调制器连接至开关模式功率放大器以使用相位信号相位调制开关模式功率放大器。在至少一些实施例中，RFID系统的极性发射机传输OPR‑ASK信号，以降低AM调制深度并为相位调制器提供连续相位信号。

Description

用于RFID阅读器的极性发射机
描述
背景技术
射频识别(RFID)被用在各种各样的物流、供应链、制造以及其他应用中。对于一些RFID协议，阅读器可调制指令到射频(RF)载波信号上，并且RFID标签响应于调制的指令。阅读器的调制必须包括振幅调制，因为一些RFID标签一般使用包络检测，以解码指令。振幅调制需要阅读器的RF功率放大器(RFPA)足够线性的，以通过管理和协议一致性测试。然而，在RFPA线性和RFPA功率效率之间通常有折衷。为了降低成本和封装的大小，高性能RFID阅读器的设计必须联合优化RFPA线性和功率效率。许多传统的RFID阅读器使用AB类RFPA设计，该AB类RFPA设计的线性和功率效率可能是冲突特性。
发明实施例的公开
本发明的实施例提供关于使用极性发射机的改进的RFID阅读器设计的设备和方法。根据本发明的实施例的设备可显著地提高功率效率并降低RFID阅读器的成本。本发明的实施例，例如，可实现66％或更好的功率效率。这可导致耗散功率的显著降低与对应的封装的大小和成本的降低以及改进了设备的可靠性，因为由于耗散功率引起的高温度经常是电子故障的原因。例如，用在33％的效率的传统的拟线性AB类设计中的需要两瓦特的RF功率放大器(RFPA)输出的阅读器，将内部耗散四瓦特的功率。然而，当使用本文中公开的具有66％效率的极性发射机设计时，RFPA将内部仅耗散一瓦特的功率。本文中公开的极性发射机结构也可消除昂贵的组件，如用在直接转换发射机中的RF混频器或调制器。
根据本发明的至少一些实施例的RFID系统包括采用开关模式功率放大器的极性发射机，最常见的是E类、逆E类、F类或逆F类。对于开关模式功率放大器，其意为被设计为通过近似理想开关操作，例如，通过在射频下切换接通和关断，将来自包络放大器的DC功率或低频功率转换成RF功率的电路。接通/关断切换出现在所需的射频下，从而将低频率功率转换成RF功率。
在本发明的至少一些实施例中，控制开关模式功率放大器的RF源使用被提供相位信号的相位调制器来进行相位调制，以产生相位调制的输出，
u(t)＝e·cos(ωt+p(t))。
在本发明的至少一些实施例中，开关模式功率放大器的功率源使用包络放大器进行振幅调制，以产生振幅调制的输出，
u(t)＝e(t)·cos(ωt)。
在本发明的至少一些实施例中，振幅调制和相位调制两者都被用于产生调制的输出。
u(t)＝e(t)·cos(ωt+p(t))＝Re{e(t)·exp(jp(t))}，
因此，名为“极性发射机”，因为输出信号是由信号的极性表示产生的。
为了实现发射机的良好的频谱占用率性能，在一些实施例中采用的调制可使用OPR-ASK(偏移反相幅移键控)，该OPR-ASK是具有正交偏移载波注入的PR-ASK，如要求于2014年1月13日提交的美国临时专利申请61/926,568优先权的、于相同日期在美国接收办公室提交的题为“RFSystem Using PR-ASK with Orthogonal Offset”的PCT专利申请中所公开的，两者通过引用并入本文。OPR-ASK调制技术能够实现本文中描述的极性调制发射机的频谱效率的实施。在至少一些实施例中，系统还包括用于接收来自RFID标签的响应的接收器和连接至极性发射机和接收器的耦合器，该耦合器用作将发射机输出信号传递至一个或多个天线并且将响应传递至接收器的装置。
在至少一些实施例中，RFID系统的极性发射机包括包络放大器和相位调制器，该包络放大器连接至开关模式功率放大器以提供包络信号，该相位调制器连接至开关模式功率放大器以使用相位信号相位调制开关模式功率放大器。包络放大器输入信号和相位信号可以是借助于如数字信号处理器的处理器产生的采样的数据信号。在一些实施例中，包络放大器可包括开关模式电源或由开关模式电源供电。在一些实施例中，电源和包络放大器可包括降压转换器，然而可可选地使用其他类型的开关模式拓扑结构。
根据本发明的实施例的极性发射机部分地通过相位调制使用相位信号的开关模式功率放大器进行工作，以基于来自包络放大器的信号产生发射机输出信号。在一些实施例中，相位控制是通过移动信号的相位(例如，使用连接至本地振荡器的移相器)来运行的。在一些实施例中，直接数字合成器被用于实施数字相位调制。包络放大器输入信号可以是或包括脉冲宽度调制(PWM)的信号。在一些实施例中，线性调节器可被用在包络放大器连同开关模式电源中。线性调节器和开关模式电源可串联或并联连接。
附图简述
图1是关于RFID系统的示例操作环境的功能框图，该RFID系统具有振幅调制的阅读器至标签的通信链路。
图2是使用直接转换发射机和高RF增益接收器的RFID阅读器的框图。
图3是为了降低的成本使用极性调制发射机和低RF增益接收器的RFID阅读器的框图。
图4是显示关于PR-ASK、OPR-ASK的功率谱以及关于这些信号的包络的AC分量的频域曲线。
图5是使用数字控制的极性调制发射机的RFID阅读器的框图。
图6是使用极性调制发射机的RFID阅读器的框图，该极性调制发射机采用具有线性调节器协助的PWM包络放大器。
图7是具有PWM和并联线性调节器的RFID极性发射机的详细框图。
图8是说明关于无源超高频(UHF)反向散射RFID系统的通信链路预算的图表。
图9是具有串联的多个处理组件通用接收器构造的框图，每个处理组件具有相关的增益(损耗)和噪声系数。
图10是使用极性发射机的RFID系统的高层次框图，其中，发射机和接收器功能可被物理地分开。
用于实行发明的最佳模式
下文现在将参考其中示出本发明的实施例的附图更加充分地描述本发明的实施例。然而,本发明可以以很多不同的形式实施,并不应被理解为被限制为本文中所描述的实施例。自始至终，类似的数字指的是类似的元素。
本文中使用的术语是仅为了描述具体实施方式的目的，并且不旨在限制本发明。如本文使用的，单数的形式“一(a)”、“一(an)”和“所述(the)”意图也包括复数的形式，除非文本清楚地另有指示。还应理解的是，术语“包括(comprise)”或“包含(comprising)”，当在本说明书中使用时，指定所陈述的特征、步骤、操作、元素或组分的存在，但是不排除一个或多个其他的特征、步骤、操作、元素、组分或其组合的存在或添加。此外，如“以上(above)”、“以下(below)”、“小于(less)”、“大于(more)”的比较、定量的术语，旨在包括相等的概念，因此，“小于”不仅指严格数学意义中的“小于”，而且指“小于或等于(less than or equal to)”。
除非另有规定，本文中使用的所有术语(包括技术和科学术术语)具有本发明所属领域的普通技术人员通常理解的共同意思。还将要理解的是，本文中使用的术语应被解释为具有符合它们在本说明书的背景下和相关的领域中的含义的含义，且将不被解释为理想化的或过于形式化的意义，除非明确地在本文中有这样的定义。还将理解的是，当元素被指“被连接”或“被耦合”至另一个元素时，其可以直接被连接或被耦合至另一元素，或可以存在介于其间的元素。
本公开是伴随生成用于RFID传输的信号而进行的。用于产生调制的传输信号的传统方法是使用产生“数字信号”的数字信号处理(DSP)技术，该“数字信号”是量化的和采样的信号。这些数字信号可指示为x(n)，其中自变量是变量，如n、m或k。这些变量表示采样索引，通常在统一的采样周期TS下。数字信号从DSP传递至数模转换器(DAC)，该数模转换器(DAC)产生信号的连续时间形式，常在DAC输出端使用零阶保持表示。对于带限信号再现，DAC输出端由低通或带通重构滤波器跟随，该低通或带通重构滤波器产生数字信号x(n)的连续时间、连续振幅形式x(t)，其中，我们必须以连续时间自变量“t”替代采样的时间自变量“n”。信号名“x”保持相同以指示采样的时间，并且连续时间信号表示相同的信号，即使在两个信号表示中通常将有缩放差异和小的时间延迟。Nyquist采样理论和采样数据系统的实践对于本领域中的这些技术人员是公知的。
使用振幅调制的阅读器至标签链路通信3000的示例RFID阅读器1000的操作环境的框图显示在图1中。阅读器1000连接至一个或多个天线2000，该天线2000发射调制的传输信号3000至一个或多个标签4000。一些类型的RFID标签解码来自阅读器的以阅读器的RF载波信号的振幅调制进行编码的指令。调制的阅读器至标签信号3000也可包含相位调制，但是许多类型的标签仅使用包络用于解码。在一些情况下，阅读器的RF载波的包络调制深度指定为从80％至100％。这方面的示例是ISO 18000-63协议和EPCGlobal C1G2协议，也非正式地称为“Gen2”。阅读器调制通常使用Manchester线路码或脉冲间隔编码(PIE)线路码。这两个线路码都存在于关于超高频(UHF)频段中的RFID的ISO 18000-6标准中。注意的是，虽然本文中描述的示例实施例聚焦于UHF频段RFID，但是以下描述的方法和设备可容易地应用于2.45GHz微波频段，或者其他RFID阅读器和UHF或微波频段中协议。
在反向散射RFID系统中，数据通信通常是半双工的。当完成调制指令时，阅读器1000通常将使其RF载波信号保持活跃，使得一个或多个标签4000可反向散射调制它们对阅读器的响应。如果标签4000是无源的，则标签4000出于电源的原因使用来自阅读器1000的RF信号，而半无源标签具有用于操作它们的电路的电池，而不是从阅读器RF传输中获取电源。所有标签4000，无论是无源还是半无源的，使用来自阅读器1000的RF载波信号作为经由反向散射调制来通信返回至阅读器的介质。标签调制它们的雷达横截面，以改变反射至阅读器的RF载波的量。
图2说明了关于RFID阅读器1000的结构。发射机1300使用直接转换以产生振幅调制的RF信号。在该设计中，同相位1210和正交相位1220基带信号，分别为uI(n)和uQ(n)，使用数字信号处理器(DSP)1100在软件和/或硬件中被数字地产生。基带信号1210和1220各自是数模转换器(DAC)1310和1320的输入，该数模转换器(DAC)产生基带模拟输出信号。基带同相位和正交相位信号各自穿过低通滤波器(LPF)1312和1322，该低通滤波器(LPF)1312和1322执行反图像滤波。这些低通滤波器(LPF)1312和1322有时也被本领域中的技术人员称作模拟重构滤波器。滤波器1312和1322也可包括增益、阻抗转换，以及其他信号调整功能。滤波的基带信号是正交调制器1380的输入，该正交调制器1380也获得来自RF合成器1810的本地振荡器输入，该RF合成器1810向发射机和接收器1900两者提供RF载波信号。来自正交调制器1380的输出信号传递进入RF功率放大器(RFPA)1390中，该RF功率放大器(RFPA)1390产生待被发送至一个或多个天线2000的高功率形式。注意的是，RFPA 1390可包括一个或多个前置放大器和驱动器级以及最终输出设备。在传统的振幅调制的RFID发射机中，RFPA工作在线性或拟线性模式中，如AB类。对于这些类型的放大器的实际效率，在给定以信号的峰值对平均值的比和涉及的线性要求的反向散射RFID应用中，在20％至40％的范围中。
继续参考图2，RFPA 1390的高功率输出被施加于TX-RX耦合器1820。耦合器1820的主要功能是发送绝大多数或全部高功率RFPA输出信号至天线，而从天线进入阅读器中的任何信号大多或全部进入接收器1900中。耦合器1820最小化进入接收器1900中的发射机反射和泄漏。在传统的无源RFID阅读器设计中，耦合器1820通常是具有来自DSP的多个控制信号的有源耦合器系统，该DSP用于自适应调零或取消进入接收器中的发射机反射和泄漏。这样的TX-RX耦合器系统的示例见于美国专利7,327,802B2中，其采用磁或铁氧体环形器，以最小化接收器路径连同3dB组合器和各种其他信号调谐元件中的损耗。耦合器1820的其他实施例可包括矢量调制器、PIN二极管、变容二极管或其他有源元件，以适应、控制、调谐和取消进入接收器中的发射机泄漏。如将根据图8和图9更充分地描述的，关于耦合器1820有用的实施例是四端口无源耦合器，该四端口无源耦合器类似于Kim等人于2006年在第36届欧洲微波会议论文集(Proceedings of the 36th European Microwave Conference)中的“A PassiveCirculator for RFID Application with High Isolation using a DirectionalCoupler”中所描述的。在实践中，反射调制器必须附接于定向耦合器的四个端口，以自适应地取消进入接收器中的发射机泄漏。因此，耦合器1820可以是任何数量的自适应系统，对于本领域中的技术人员而言通常其被公认用来降低进入接收器中的发射机泄漏。
接收器1900使用低噪声放大器(LNA)1910，以先于下变频混频器1921在RF模拟级中添加增益，提供接收RFID标签响应的装置。这样做是为了提高接收器1900的噪声系数。这将按照图8和图9更详细地讨论。继续参考图2，接收混频器1921使用由RF频率合成器1810提供的本地振荡器信号对基带执行RF接收信号的正交调制。基带接收同相位和正交相位信号各自由增益级1941和1951放大，并各自由模拟接收滤波器1961和1971滤波。在一些实现中，可能有多于一个的增益级，并且滤波可能被分布在增益级之间。在一些实现中，增益和滤波可通过使用有源滤波器来被组合。基带滤波和增益的输出分别是同相位和正交相位模数(ADC)转换器1981和1991的输入。ADC为了在DSP 1100内的进一步处理和解码将模拟信号转换成数字信号。DSP 1100与客户端设备对接，以报告标签响应。
图3说明了关于RFID阅读器1000的结构，该RFID阅读器1000基于极性调制发射机1400和具有有源混频器1922的低成本接收器1901。在该设计中，DSP 1101产生采样的数据信号e(n)1212和p(n)1222，该采样的数据信号e(n)1212表示RF信号的包络，该p(n)1222表示RF信号的相位。注意的是，包络信号和相位信号1212和1222可各自表示实际的包络和相位的预失真形式，以补偿模拟电路中的线性和非线性失真。包络信号1212和相位信号1222各自是发射机DAC 1410和1420的输入，该发射机DAC1410和1420各自由低通滤波器1412和1422跟随。在包络放大器输入信号路径中的LPF 1412的输出是包络放大器1460的输入。包络放大器是快速跟踪功率转换器或可准确地称作调制电源。包络放大器1460提供放大包络放大器输入信号的装置并且包括和/或被提供一个或多个固定的电源(其未显示在图3的框图中)，以及产生可正确地跟踪来自包络DAC 1410和低通滤波器1412的输入信号的高输出功率可变电压。包络放大器1460的高功率包络输出用作开关模式RFPA 1490的电源。RFPA 1490可以是任何类型的饱和的开关模式RFPA，如D类、E类、逆E类、F类、逆F类或类似的，并且提供向耦合器供应传输信号和向天线最终供应传输信号的装置。本文中可简单地称作“开关模式功率放大器”。E类放大器对于UHF和较低微波频段是良好的设计选择，其理论效率超过90％，但实际效率由于切换和无源组件损耗以及其他因素而在60％至80％的范围内。
就开关模式功率放大器而言，其指的是被设计为通过近似理想开关操作，例如，通过在射频下切换接通和关断，将来自包络放大器的DC功率或低频率功率转换成RF功率的电路。接通/关断切换出现在所需的射频下，从而将低频率功率转换成RF功率。理想开关在电流流过时其两端具有零电压，或者在其断开时且没有电流流过时其两端具有电压。因此，理想开关不内部耗散功率，因为在其两端有电压时从来没有电流流经该理想开关。功率设备，如RF MOSFET或RF BJT晶体管，可通过在设备饱和和/或设备切断中或接近设备饱和和/或设备切断操作近似开关。有时本文档称其为饱和的RFPA。该操作明显不同于用在传统的RFID发射机设计中的拟线性RFPA操作，最常见为AB类。
发射机1400的总效率可以以关于包络放大器1460和RFPA 1490的各自效率的乘积为特征。例如，如果包络放大器以80％的效率将固定的电源电压转换成高功率包络信号，并且RFPA以80％的效率将随时间变化的包络放大器输出转换成RF能量，则发射机的总功率效率可以说是64％有效率的。考虑到两个组件对总功率效率的的组合的影响，两个组件1460和1490的设计可能是重要的。如在前一段中所讨论的，E类放大器可能对于1490是良好的选择。关于包络放大器，虽然其能够使用线性调节器型供电以跟踪来自LPF 1412的输入参考，但是这将是非常低效率的。包络放大器应使用某种形式的开关模式功率转换，以实现对于降低成本的RFID阅读器可接受的效率。
存在的挑战在于开关模式包络放大器的设计中。主要的挑战是切换过程产生噪声，该噪声必须从高功率包络输出中移除。包络放大器切换频率应至少高于包络带宽几倍，使得切换噪声可被滤除。较高的切换频率意味着图像和谐波噪声，由于切换过程是在较高的频率下并且将需要不太复杂的输出滤波器来充分地移除图像和谐波噪声。开关模式电源的效率取决于转换器的切换频率，该转换器具有由于切换损耗通常随着切换频率增加而降低的切换电源的功率效率。这些事实致使我们在效率和输出滤波器复杂性/输出噪声水平之间的切换频率参数中的工程设计折衷。对于低带宽信号，如用在反向散射RFID系统中的这些低带宽信号，降压转换器由于简单直接的电路和良好的效率对于包络放大器1460可能是良好的选择。其他拓扑结构对于1460是可能的，如升压/降压多级转换器、多输入转换器、多相位转换器或这些的混合(包括线性调节器协助)。
开关模式电源应是包络放大器的中心组件，因为线性电源在其自身上具有差的功率效率。包络放大器的一些实施例可将串联或并联的线性调节器与开关模式供应组合。这将根据图6和图7更详细地讨论。如图5、6和7中所示，包络放大器的一些实施例将包括来自DSP的明确的切换控制。图3的实施例仅具有模拟包络参考信号作为来自LPF 1412的输入。在这种情况下，开关模式控制将使用滞后反馈控制、V2控制或用于跟踪参考模拟输入的某种其他形式的切换电源控制器。
继续参考图3的发射机1400，相位信号1222通过DAC 1420和低通滤波器1422，以用作关于移相器1450的控制信号。移相器1450从RF频率合成器1810取得它的输入并用作相位调制器，提供通过移动所提供的信号的相位来相位调制RFPA。移相器1450对本地振荡器信号赋予可变相移，之后将其传至RFPA 1490的输入端，相移值是从相位信号1222接收的控制信号的函数。基于RF二极管网络的这样的可变移相器的设计对于本领域中的这些技术人员是已知的。虽然某种相位-振幅调制由于相移电路的相位依赖的插入损耗而可出现在移相器1450内，但是开关模式RFPA1490的输入通常被认为是“恒定包络”信号。考虑到RFPA 1490是开关模式放大器，RFPA输入振幅中的小的变化是不重要的，因为关于RFPA 1490的驱动器电路通常是非线性的并且基本上仅接通和关断主要的RFPA功率设备。RFPA 1490的高功率输出被滤波以移除谐波，这是借助RFPA的常见操作并且出于清晰的目的未显示在图3中。发射机1400的输出被传递至耦合器1820，该耦合器1820工作类似于图2的耦合器。
继续参考图3，耦合器1820的接收器输出被传递进入接收器1901中，其中该耦合器1820的接收器输出无源地连接至有源混频器1922。就无源地连接而言，意味着，信号是通过包括非有源或驱动的在耦合器1820的输出和有源混频器1922的输入之间的电路级的设备进行传递的。有源混频器1922使用来自RF频率合成器1810的本地振荡器信号作为关于下变频转换的输入。就有源混频器而言，意味着具有转换增益而不是转换损耗的混频器。有源混频器1922的净增益通常将约为3dB，取决于混频器的基带输出阻抗和在混频器1922的输出端处的匹配电路的正确设计。如图3中所示的阅读器设计被优化用于无源反向散射RFID。通过使用无源地连接至耦合器1820的有源混频器1922，根据ISO 18000-6和Gen2协议RFID接收器的噪声系数足够用于无源反向散射RFID，同时保持非常高的线性、低成本以及低功耗。关于ISO 18000-63和Gen2协议的传统无源RFID阅读器设计如在接收器1900中使用至少一个LNA。一些阅读器设计甚至在接收器中使用多于一个的LNA。然而，本说明书的图8和图9将公开为何这对于图3中说明的低RF增益结构1901是低级结构。接收器1901关于使用Gen2和/或无源ISO 18000-63的RFID系统中的性能和成本进行优化。
继续参考图3，有源混频器1922的同相位和正交相位基带输出各自被传递至增益级1942和1952，随后各自传递至基带滤波器1962和1972，以及最终各自进入模数转换器(ADC)1980和1990中。ADC 1980和1990的输出被传递进入DSP 1101中，用于解码标签响应，随后该标签响应从DSP 1101传递至客户端设备。注意的是，显示在图3中的基带排列仅是一个示例实施例。滤波可散布增益，或滤波可通过使用有源滤波器与增益组合。增益级1942和1952将通常出现在有源混频器1922的输出端附近，使得噪声系数可被保持。然而，一些设计可使用AC耦合的接收器拓扑结构，对于该AC耦合的接收器拓扑结构，DC阻断高通滤波器部分可在有源混频器1922和第一增益级1942和1952之间被采用。在增益之前阻断DC信号内容常常是有利的，因为在本公开的示例实施例中显示的零差系统中的残余载波泄漏可能是非常高的，并且如果该残余的载波泄漏被允许经过增益级，可引起压缩和线性问题。增益级1942和1952可采用变压器或自耦变压器作为组件，以同时供应电压增益、阻抗匹配以及高通滤波。
如图3中的极性发射机可使用关于包络和相位的类似于
e ( n ) = u I ( n ) 2 + u Q ( n ) 2 ,
和
p(n)＝atan(uQ(n),uI(n))，
的变换通过分开基带传输信号的包络和相位工作，其中uI(n)和uQ(n)是图2的笛卡尔同相位1210和正交相位1220基带信号，该uI(n)和uQ(n)共同形成复基带信号
u(n)＝uI(n)+juQ(n)，
其中，从笛卡尔至极坐标的该非线性变换可先于发送包络放大器输入信号至DAC 1410和1420在DSP 1101内被数字地执行。可选地，包络和相位信号可使用表驱动信号合成(table driven signal synthesis)产生，如在2014年1月13日提交的专利申请US61/926,568中所公开的，其通过应用被并入本文。极性发射机关于极性信号表示工作
u(n)＝e(n)·exp(jp(n))
本质上通过功率放大包络放大器输入信号和向恒定包络RF信号源施加高功率包络信号，该恒定包络RF信号源具有到其上调制的相位信号p(n)。极性发射机1400的高功率输出是
uout(t)＝eout(t)·exp(j(wt+p(t)))，
其是初始基带信号u(n)的连续时间RF通带形式。用于得到包络和相位的非线性变换的其他近似和实施是可能的，并且不偏离本文中公开的想法。事实上，不用以上的变换直接产生在极坐标系统中的波形是可能的，但这仍在本文中公开的RFID极性发射机概念的范围内。
虽然对关于贯穿本公开列举的RFID阅读器的极性发射机架构有显著的益处，但是也有一些挑战，包括：
●由用于得到这些信号的隐式非线性变换得出的包络e(n)和相位p(n)信号中的带宽扩展
●极性发射机中的包络和相位路径之间的时间对准必须仔细匹配
●深度振幅调制，如在100％或接近100％下的振幅调制，通常是不可行的，因为开关模式RFPA 1490需要用于正常工作的某一最小工作电压。
带宽扩展是重要但微妙的概念，该带宽扩展现在将参考图4进一步进行描述。基带信号u(n)和发射机输出信号uout(t)的带宽理论上是相等的，输出信号被简单地转换升至RF频率f＝ω/2π。在实践中，uout(t)的功率谱由于发射机中的非线性失真将具有一些额外的“频谱再生”伪像。极性表示的两个分量信号e(n)和p(n)由于用于产生这些分量的隐式或显式非线性变换各自将常常具有更宽的带宽，即使当使用u(n)＝e(n)·exp(jp(n))重新组合时，该两个分量信号产生初始信号带宽。包络放大器输入信号e(n)的带宽扩展因为在包络放大器1460中的带宽和功率效率之间的折衷是特别有问题的。
对于无源和半无源反向散射RFID系统，在商业使用中最常见的阅读器传输数据编码和调制格式是
●Manchester编码AM，
●PIE编码大载波AM(称作DSB-ASK)，以及
●PIE编码抑制载波AM(称作PR-ASK)。
这些格式中的Manchester和DSB-ASK可不具有包络带宽扩展，因为可能的取决于调制深度关于这些传输信号将包络表达为e(n)＝uI(n)。然而，Manchester和DSB-ASK明显比PR-ASK有更低的带宽效率。带宽效率通常以比特每秒每赫兹为单位，换句话说，每单位带宽实现的数据速率。因此，即使Manchester或DSB-ASK模式在它们的包络放大器输入信号中具有少量或不具有带宽扩展，PR-ASK信号格式常常是首选的，因为实际的传输信号实现了更高的带宽效率，即使实际的传输信号的包络放大器输入信号具有显著的带宽扩展。
除了包络带宽扩展之外，对于使用PR-ASK模式来实施极性发射机存在其他显著的阻碍，特别是：
●由于开关模式RFPA输出设备的最低工作电压要求，实施完全调制的理论100％的振幅调制深度是不实际的
○这适用于Manchester和DSB-ASK，以及如果他们被完全调制，即，在100％或接近100％的振幅调制深度下
●PR-ASK中的极性反转导致相位信号p(n)1222中的不连续，该PR-ASK中的极性反转不可能在移相器1450的输入端或在移相器电路内再现
●相位信号和包络信号之间的时间对准在相位和包络信号影响RF输出信号时，由于传统的PR-ASK中的突然接近180度相位反转需要如此高的精度。
称作OPR-ASK的调制格式在先前提到的题为“RF System Using PR-ASKwith Orthogonal Offset”的PCT专利申请中进行了介绍。OPR-ASK阅读器传输格式实现了比PR-ASK稍微更好的带宽效率，但是由于该OPR-ASK阅读器传输格式不受以上提出的阻碍，其可使用极性发射机容易地实施。
图4包含关于几个示例信号的功率谱的曲线5000。显示的功率谱是关于以随机数据连续调制的信号。关于OPR-ASK 5100和PR-ASK 5200的功率谱显示为几乎位于彼此之上。唯一的例外是在0赫兹(DC)附近，其中OPR-ASK频谱5100在PR-ASK频谱5200之上上升几dB。这是因为在OPR-ASK调制技术中的正交偏移产生小的DC分量。当RFID阅读器传输信号调制是OPR-ASK时，功率谱5300是关于包络放大器输入信号e(n)1212的，而功率谱5400是关于PR-ASK调制的。出于清楚的目的，这些功率谱被示出为移除了平均DC电源分量，因此仅示出了随时间变化的包络分量的频谱。PR-ASK信号在基带信号中具有频繁的过零，该频繁的过零在包络放大器输入信号e(n)1212中引起显著的带宽扩展。包络放大器输入信号的带宽是重要的因素，因为这可影响包络放大器的切换频率和效率。
由于以下非常重要的特质，本文中指定的RFID极性发射机的示例实施例采用OPR-ASK调制：
●OPR-ASK包络放大器输入信号的降低的带宽扩展
●因为电源电压从不为零伏，允许RFPA的实际实施的OPR-ASK的降低的振幅调制深度
●连续和连续可微的OPR-ASK相位信号，其允许相位调制器、移相器或相位控制器的实际实施
●OPR-ASK包络和相位信号的平滑连续可微的性质允许在RFPA设备处的包络和相位分量之间更容易的时间对准，该平滑连续可微的性质转而产生降低的失真输出。
OPR-ASK调制格式促进RFID极性发射机的更实际的实现。
图5基于极性调制发射机1500说明了本公开的另一示例实施例。在极性调制发射机1500的该实施例中，DSP 1102产生表示RF信号的包络的脉冲宽度调制(PWM)的信号pwm(t)1214。PWM信号仍可在本文被称作“包络放大器输入信号”。PWM信号1214是包络放大器1560的输入，该包络放大器1560将PWM信号1214转换成高功率包络输出信号，该高功率输出信号与PWM信号的占空比成比例地变化。包络放大器1560的示例实施例是降压转换器，其是简单直接的且具有高效率。为了改进效率，包络放大器1560的降压转换器采用第二MOSFET 1565代替环流二极管(catch diode)。该技术称作同步整流。PWM信号1214是开关逻辑组件1561的输入，该开关逻辑组件1561实施死区时间控制器以避免电源在同步整流器中击穿，这是被开关模式电源工程师所理解的一种技术。基于输入PWM信号，开关逻辑控制器4控制用于顶部开关156的开关驱动器1562，并且也控制用于底部开关1565的开关驱动器1563。如图5中说明的降压转换器具有由电感器1566和1568以及电容器1567和1569组成的输出滤波器。该示例是4阶输出滤波器，但是其他阶是可能的。输出滤波器的频率响应可以是Bessel、Butterworth、Legendre或某些其他类型的响应。响应必须在没有基带包络信号的过渡相位或振幅失真的情况下衰减PWM的切换谐波和混频图像。如果供应至降压转换器的DC电源是恒定的并且降压转换器工作在连续导通模式中，则包络放大器1560具有与PWM输入占空比成比例的线性输出。该实施例消除了与图3中的极性调制发射机1400关联的DAC 1410和滤波器1412。许多常见的DSP具有PWM输出能力。一个示例是由德克萨斯仪器公司以集成的高分辨率PWM(HRPWM)生产的DSP的F28xxx系列，该DSP的F28xxx系列可实现得比1.25MHz的切换频率的12位分辨率更好。为RFID极性调制完全定制的DSP解决方案甚至可实现更高的性能。被本领域中的技术人员理解的是用于抑制切换频率、谐波以及边带的降压转换器的输出滤波器的分析和设计。
继续参考图5，DSP 1102也产生相位信号p(n)1224，该相位信号p(n)1224是用作相位调制器的直接数字合成器(DDS)1550的输入。DDS 1550能够在适当的UHF或微波频带中合成RF信号。DDS 1550也可使用来自DSP 1102的相位信号1224数字地相位调制RFPA。该实施例消除了与图3的RFID阅读器设计关联的DAC 1420、滤波器1422、模拟移相器1450以及RF频率合成器1810。DDS 1550的输出是基本上恒定的包络相位调制的信号，其是开关模式RFPA 1490的输入，该开关模式RFPA 1490的电源是由包络放大器1560调制的包络。DDS 1550的输出也被传递至接收器1901以用于下变频转换接收RF信号至基带用于处理。耦合器1820和接收器1901的剩余操作与图3的实施例相同。
图6基于极性调制发射机1600说明了本公开的另一示例实施例。在极性调制发射机1600的该实施例中，DSP 1103产生PWM信号pwm(t)1214和表示RF信号的包络的信号e(n)1212两者。这两个信号有时可一起被称作“包络放大器输入信号”。DAC 1410和LPF 1412用于创建包络的连续形式e(t)，该包络的连续形式e(t)用作线性辅助开关模式包络放大器1660中的参考信号。关于使用线性辅助的主要原因是为了更好地跟踪包络放大器输入信号，因为线性调节器将能够提供更高的转换速率并补偿可与开关模式包络放大器单独出现的跟踪误差。有两个如何将开关模式供应与线性调节器供应组合的基本选择：串联或并联。在串联操作中，开关模式电源提供来自线性调节器工作时工作电压的随时间变化的工作电压。线性调节器提供快速跟踪输出电压，并且串联系统的设计目标是最小化线性调节器两端的电压降。在开关和线性放大器的并联组合中，线性调节器向开关输出提供误差修正。图6的包络放大器1660说明了关于串联线性调节器的结构。图7将提供并联操作的详细示例。
包络放大器1660使用开关模式功率转换器1661，以产生随时间变化的输出供应电压。转换器1661可以是类似于图5中的降压转换器，或者该转换器1661可以是升压-降压转换器、多级转换器或对于本领域中的技术人员是公知的其他的任何开关模式电源。施加于串联线性调节器组合的差异是，随时间变化的输出必须是比实际所需的包络放大器输出稍微高的电压。线性通过元件1662将输出电压降低至所需的输出值。通过元件由误差放大器1663控制，该误差放大器1663接受LPF 1412的输出作为参考并使用反馈电阻1664和1665感测实际输出。由1662、1663、1664和1665组成的线性调节器是能够准确跟踪参考信号的低噪声、高带宽系统。在通过元件1662两端通常有一些最小电压降，并且在开关模式转换器1661保持其输出电压接近所需的输出加上最小电压降时该串联辅助的包络放大器的效率被优化。通过元件1662是线性调节器的功率级，并且可以是各种技术中一种，如NPN设备、PNP设备、NMOS设备或PMOS设备。注意的是，包络参考信号1212为了最佳性能，必须与PWM信号1214延迟匹配。这在图7中被详细说明。图6中的系统的剩余操作与图3中的相同。
图7提供了极性发射机1700的详细示例实施例。该实施例使用线性辅助的开关模式电源，其中，线性调节器与开关模式电源并联工作。注意的是，组件1120、1130、1140、1150和6401都是DSP 1103的部分。多路解复用器6401是表驱动途径的部分，如于2014年1月13日提交的专利申请US61/926,568，不同之处在于在本实施例中，表波形包含表示波形pwm+(n)1213、pwm-(n)1215、e’(n)1211和p’(n)1221的数据的四个通道。多路解复用器6401在存储的波形的数据通道被从存储器读取时分开该存储的波形的数据通道，并将每个通道发送至其专用的输出端。pwm+(n)和pwm_(n)输出被分别发送至PWM定时器1120和1130。这些定时器产生连续时间的PWM信号pwm+(t)1214和pwm-(t)1216，该连续时间的PWM信号pwm+(t)1214和pwm-(t)1216用于控制在包络放大器1760内的主电源开关1761和1762。注意的是，具有如图7中的两个分开的PWM输出，消除了图5中的开关逻辑1561的需要。切换设备的输出经过滤波器1764，该滤波器1764在连接至组合器1765之前滤波切换波形，其中，切换和线性输出被组合。
来自多路解复用器6401的包络放大器输入信号1211被传递至延迟1140，该延迟1140被优化以最小化到组合器的PWM路径和到组合器的线性调节器路径之间的延迟不匹配。延迟1140的输出经过DAC 1410，该DAC 1410将采样的输出信号转换成连续时间信号。DAC 1410通常将由LPF 1412跟随。连续时间包络放大器输入信号传递至驱动放大器1763，该驱动放大器1763为线性调节器1766的输入提供电平和阻抗转换。线性调节器通常将是电流模式放大器，该电流模式放大器使用反馈电阻1767和1768将来自驱动器1763的输入与输出电压vout(t)进行比较。线性调节器的输出在组合器1765处与切换转换器组合。组合器1765的电路采取几种形式，如具有一对NPN和PNP双极晶体管的推挽级，或者其可以是反并联连接的一对二极管、由于其低正向电压降，最好为Schottky二极管。并联线性调节器的用途是降低输出电压中的误差。切换转换器有效地提供了大部分的输出功率，但是可能不能够提供精确的跟踪输出电压。线性调节器效率较低，但是仅需要驱动输出电压中的小的修正以准确地跟踪输入。再次注意的是，切换转换器和线性调节器的串联和并联组合之间的基本区别是：在串联结构中，线性调节器连续地操作跟踪参考信号的开关输出，而在并联结构中，线性调节器操作固定的电源电压但仅是在源或汇电流，以修正开关输出。
来自多路解复用器6401的相位信号1221被传递至延迟1150，该延迟1150被优化以最小化移相器1750和包络放大器1760的输出之间的延迟不匹配。延迟1150的输出到达DAC 1420，该DAC 1420将采样的数据信号转换成连续时间信号。DAC 1420通常将由LPF 1422跟随。连续时间相位控制信号到达驱动器放大器1752，该驱动器放大器1752控制二极管网络1756，其被配置为在驱动器1752的控制下提供RF信号的连续相位移动。二极管网络最好使用变容二极管进行设计，但是同样能够以pin二极管实现。其他移相电路是可能的，并且不偏离本文中公开的想法。使用RF二极管的连续可变的移相网络的设计对于本领域中的技术人员而言是公知的。频率源1810的输出被传递至隔离放大器1754。二极管网络1756通常将具有高插入损耗以及输入阻抗，该输入阻抗基于来自驱动器1752的控制信号变化。可能需要隔离放大器1754，以将频率源1810与随时间变化的二极管网络的返回损耗隔离开来。隔离放大器也可提供信号增益，以完成发射机排列的总增益需求。二极管网络1756的输出被传递至放大器1770。放大器1770提供增益和匹配，以驱动RFPA 1790中的主要RF输出开关模式设备。RFPA1790通过基本上以来自驱动放大器1770的相位调制RF信号切通和切断将来自包络放大器的随时间变化的包络电压转换成RF输出信号。
除功率效率之外，存在使用如E类放大器的开关模式的RFPA的额外商业优势。首先，由于RFPA是以完全饱和的模式运行，因为增益和噪声系数的机制并不应用与线性模式设备相同的方式，发射机的宽带输出噪声基底可被降低。这样降低了振幅噪声但不影响相位噪声，该相位噪声大多由于驱动RFPA的合成器信号产生。第二优势是，开关模式放大器可比传统的AB类设计更容易集成到片上系统上。第三优势是，如E类的开关模式设计可具有对变化的输出负载阻抗降低的灵敏度，这可导致更强的性能。
图8显示了关于典型现代的RFID系统的示例链路预算，其中标签灵敏度在-10dBm至-25dBm的范围内。在无源RFID系统中，标签4000依赖于来自RFID阅读器的发射机8100的正向辐射功率，以驱动标签。出于对图8中的链路预算分析的目的，阅读器发射机8100可以是发射机1300、1400、1500、1600、1700中的任何一个，或这些发射机的某种组合。在大多数的管理环境下，发射机8100可近似地将一瓦特或+30dBm传导至天线中。正向路径损耗由Friis方程给出，这对于本领域中的技术人员是公知的。本文的最好标签灵敏度在-18dBm的范围中。这是在标签4000处获得的关于标签给电和激活所需的功率。随着半导体技术方面的未来的改进，标签可实现-20dBm或甚至更好。使用-20dBm作为最小标签敏感度，这表明了范围，从而正向路径损耗限于50dB。
不是所有到达标签的功率被调制返回至阅读器。在图8中，反向散射电平中的该降低称作转换损耗。转换损耗通常是5dB。参考图8，如果阅读器的传输信号在-20dBm的接收功率电平下到达标签，则对于5dB的反向散射转换损耗，被发送返回至阅读器的标签信号为-25dBm。对于单站天线RFID系统，无线电路径是互易的，意味着反向路径损耗与正向路径损耗相同。给定-20dBm最小激励电源、5dB转换损耗以及50dB反向路径损耗，可见的是，在阅读器处的最小接收信号强度将为-75dBm。
对于用在RFID反向散射调制中的常见信号编码，需要从10dB至15dB的信噪比(SNR)以实现所需的性能水平。图8使用15dB作为SNR需求，这产生来自-90dBm的接收器8200的最大噪声基底。出于对图8中的链路预算分析的目的，阅读器接收器8200可以是接收器1900、1901中的任何一个，或这些接收器的某种组合。在没有来自阅读器自己的发射机的自噪声时，对于本领域中的技术人员公知的是，无线电接收器将具有由接收器中的热噪声连同接收器的带宽BW和噪声系数NF设置的最少噪声。热噪声密度N0，以瓦特每赫兹表示为：
N0＝k·T，
其中，k是玻耳兹曼常数(Boltzmann’s constant)，以及T是开尔文(Kelvin)接收器温度。这近似地对应于在290度开尔文下的-174dBm/Hz。到接收器中的总热噪声功率取决于以赫兹计的接收器带宽。使用1MHz接收器带宽对应于60dB，即，也就是，
BW＝10·log10(106Hertz)＝60dB，
则到接收器中的总热噪声功率为k·T·BW＝-114dBm。注意的是，有许多方式来测量系统的带宽。本领域中的技术人员熟悉等效噪声带宽的概念，该概念是在本文中使用的定义。-114dBm噪声水平相比于以上计算的并显示在图8中的-90dBm最大接收器噪声输出将表示24dB增益，以实现所需的性能水平。然而，所有接收器将一定量的噪声添加至理论最小值。超过理论最大值的该添加的噪声称作噪声系数NF，以dB进行度量。
本领域中的技术人员已知如何从组成接收器的组件的排列计算接收器的噪声系数。图9示出了RFID接收器的通用组件排列。接收器可包括环形器、隔离器、定向耦合器、低噪声放大器、混频器、基带放大器、限幅二极管以及其他可能的组件。每个单独的组件由其增益(或损耗)和噪声系数表征。衰减信号的组件，即，具有损耗L的组件具有等于以dB计的损耗NF＝L的噪声系数。具有增益的有源组件，其特征在于其增益G和其噪声系数NF。整个接收器噪声系数可使用关于级联组件的Friis公式进行计算。该Friis公式使用排列中的第n个组件的线性增益gn和噪声因数Fn，其中
Fn＝10NFx/10，
是第n个组件的以dB计的线性噪声因数Fn和噪声系数NFn之间的关系，以及
g n = 10 G n / 10 ,
是第n个组件的以dB计的线性增益gn和增益Gn之间的关系。
对于级联的排列中的N个组件，其中在图9中N＝4，总噪声因数可借助Friis公式得出
F = F 1 + F 2 - 1 g 1 + F 3 - 1 g 1 · g 2 + F 4 - 1 g 1 · g 2 · g 3 + ... + F N - 1 Π n = 1 N - 1 g 2 .
接收器的总噪声系数为NF＝10·log10(F)。
图2的传统RFID阅读器接收器1900使用LNA 1910用于在RF下的增益级，以便在解调混频器1921之前基本上设置噪声系数。典型的解调混频器具有从9dB至13dB的转换损耗，混频器噪声系数等于其损耗，即NF＝L。高质量的LNA通常具有10dB到20dB的增益，噪声系数为2dB到4dB。RFID接收器1900和1901中的基带增益和滤波器每个具有关联的增益(或损耗)和噪声系数。
下表示出了关于图2中显示的传统RFID接收器1900排列的增益-噪声系数分析。
在该实施中，第一组件1(参考图9、上表以及Friis噪声系数公式)是在具有0.5dB损耗的耦合器1820内的铁氧体环形器。第二组件2是具有3dB损耗的发射机消除RF信号的组合器。第二组件2也是耦合器1820的部分。第三组件3是具有17dB增益和2.5dB噪声系数的低噪声放大器1910。这些是在UHF和微波频带中的关于高线性度LNA的典型数值。第四组件4是具有9dB转换损耗的正交下变频转换混频器1921。在这种情况下，接收器排列具有第五组件，该第五组件包括具有15dB噪声系数和20dB增益滤波的基带放大器和滤波。基带放大器一般具有比RF放大器差得多的噪声系数。上表中显示的增益和噪声系数计算导致最终增益和噪声系数为G＝24.5dB和NF＝11.8dB。这显然比图8的示例链路预算中显示的24dB的最大噪声系数更好。常说的是，在良好设计的接收链中，仅第一放大器的噪声因数应是显著的。图2中的排列和上表是本设计思维的示例。然而，图2的设计是昂贵的，并且由于在RF下的更高宽带增益可能具有不充足的线性度的缺点。基带包括滤波以将带宽降低至几千赫兹或最高至兆赫兹左右。这限制了干扰，并且优选地，接收器增益在此被放置在频带外的干扰被移除了的基带中。
下表示出了关于图3中公开的RFID阅读器设计的增益-噪声系数分析。
在该实施中，第一组件1是经由与由Kim等人于2006年在第36届欧洲微波会议论文集(Proceedings of the 36th European Microwave Conference)中的“A Passive Circulator for RFID Application with High Isolation using aDirectional Coupler”中所描述的方法类似的反射式调制器机制用作关于发射机取消的四端口设备的定向耦合器。定向耦合器是耦合器1820的部分，并且在该示例中具有耦合6dB损耗的接收器。耦合因数是影响传输路径中的接收器噪声系数和后功率放大器损耗的设计决策。更高的耦合在接收器路径中存在更少的损耗，但是在发射机路径中存在更多的损耗。在此给出的示例实施例选择6dB的耦合因数。
第一组件1无源地连接至第二组件2，该第二组件2是具有3dB转换增益和12dB噪声系数的有源正交下变频转换混频器1522。第三组件3包括具有15dB噪声系数和20dB增益的基带放大器和滤波。上表中显示的增益和噪声系数计算导致在第三组件3的输出端处增益和噪声系数为G＝17.0dB以及NF＝20.9dB。如果需要更多增益以降低在ADC 1980和1990处的量化噪声的影响，则额外增益和滤波的可选第四组件4可增加10dB增益和15dB噪声系数。这使在第三组件4的输出端处的总增益和噪声系数计算为G＝27.0dB以及NF＝21.0dB。这好于在图8的示例链路预算中显示的24dB的最大噪声系数，但是降低了成本、降低了复杂性以及改进了线性度。事实上，如本文中所公开的，虽然图2的非常低的噪声系数设计可能对于具有比-20dBm低得多的敏感度的半无源反向散射标签是需要的，但是图2的设计过于复杂并且对于无源反向散射RFID标签是昂贵的。
注意，图3、图5、图6和图7的元件在不影响本文中公开的新颖性的情况下可互换。驱动图5的包络放大器1560的PWM能够与图3的模拟相位调制设计一起使用，反过来，图5的DDS 1550能够与图3的模拟输入包络放大器1460一起使用。被设计为线性辅助的开关模式放大器的包络放大器可与任何类型的相位调制器一起使用。所有这些发射机甚至发射机1300可与无源耦合的接收RF路径和有源混频器1922一起使用，以便降低接收器成本并改进线性度。其他变化在不偏离本文中公开的想法的情况下也是可能的，并且对于本领域中的技术人员将是明显的。
图10示出了使用极性发射机的RFID系统的可选实施例的框图，其中，发射和接收功能可被物理地分开。RFID发射机1001包含DSP 1104，该DSP 1104关于发射机执行基带信号处理和无线电控制功能。DSP 1104将包络和相位信号发送至极性发射机1601，该极性发射机1601可以是以上讨论的极性发射机元件的任何组合。高功率极性发射机输出被发送至连接至发射机1001的一个或多个传输天线2001。发射机1001可包含如图10中所示的其自己的频率源1811，或者该发射机1001可被馈入来自未显示的某种外部主时钟源的频率源。RFID接收器1002包含连接至一个多个接收天线2002的接收器1902。接收器1902可基本上不同于先前讨论的接收器，因为这是收发分置的天线配置并且噪声、发射机自干扰以及敏感度需求可基本上不同于先前讨论的单站配置。回想单站天线配置是在相同的天线用于同时传输和接收时。RFID接收器1002包含解调标签的DSP 1105。RFID接收器可具有其自己的频率源1812，可从RFID发射机的频率源1811馈入，或者能够从某种其他的主频率源馈入。RFID发射机1001和RFID接收器1002两者与客户端硬件或软件通信。在RFID发射机1001和接收器1002之间也将通常存在定时协调，以控制协议定时，等等。
在本公开中的示例设备和方法可实现具有低成本、低功率以及高性能的FCC和ETSI执行标准。在一些实施例中，如DSP、微控制器或微处理器的通用处理器被使用，并且非临时固件、软件或微编码可存储在与设备相关的有形存储介质中。任何这样的设备可能在本文中称作“处理器”或“微处理器”。这样的介质可能是集成在处理器中的存储器，或可能是由用于进行控制功能的控制器寻址的存储器片。这样的固件、软件或微编码能够由处理器执行，并且当执行完成之后，使处理器进行其控制功能。这样的固件或软件也能够存储在有形介质中或上，如光盘或传统的可移动或固定的磁介质，如磁盘驱动器用于将固件或软件加载进RFID系统中。
应注意到的是，关于本公开的任何实施方案的对于支持命令的执行必要的数据和信息也可被放置在可移动存储介质中。特别是对于开发目的或对于维护和更新目的来说，这些也能够存储在磁盘上。这样的存储介质可直接或通过网络(包括Internet)被访问。
尽管特定的实施方案已经在本文中进行了说明和描述，但是在本领域中的技术人员意识到的是，任何被计算出以实现相同目的的布置可取代所示的特定实施方案，以及本发明在其他环境中具有其他应用。本应用旨在覆盖本发明的任何修改或变化。以下的权利要求决不意于将本发明的范围限制于在本文中描述的特定实施方案。

Claims (26)

1.一种射频识别(RFID)系统，包括：
极性发射机，以使用开关模式功率放大器提供发射机输出信号；以及
接收器，以接收来自RFID标签的响应。
2.根据权利要求1所述的RFID系统，还包括耦合器，所述耦合器连接至所述极性发射机和所述接收器，以将所述发射机输出信号传递至一个或多个天线并将所述响应传递至所述接收器。
3.根据权利要求1所述的RFID系统，其中，所述极性发射机和所述接收器是分开的。
4.根据权利要求1所述的RFID系统，其中，所述极性发射机还包括：
包络放大器，其连接至所述开关模式功率放大器，以向所述开关模式功率放大器提供包络信号；以及
相位调制器，其连接至所述开关模式功率放大器，以使用相位信号相位调制所述开关模式功率放大器。
5.根据权利要求4所述的RFID系统，其中，所述包络放大器还包括降压转换器。
6.根据权利要求4所述的RFID系统，其中，所述相位调制器还包括连接至本地振荡器的移相器。
7.根据权利要求4所述的RFID系统，其中，所述相位调制器还包括直接数字合成器。
8.根据权利要求5所述的RFID系统，其中，包络放大器输入信号包括脉冲宽度调制(PWM)信号。
9.根据权利要求4所述的RFID系统，其中，所述包络放大器还包括：
开关模式电源；以及
连接至所述开关模式电源的线性调节器。
10.根据权利要求9所述的RFID系统，其中，所述开关模式电源和所述线性调节器并联连接。
11.根据权利要求9所述的RFID系统，其中，所述开关模式电源和所述线性调节器串联连接。
12.根据权利要求9至11中任一项所述的RFID系统，其中，所述开关模式电源还包括降压转换器。
13.根据上述权利要求中任一项所述的RFID系统，其中，所述接收器还包括无源连接的有源混频器。
14.根据上述权利要求中任一项所述的RFID系统，其中，所述发射机输出信号是使用偏移反相幅移键控(OPR-ASK)提供的。
15.一种操作射频识别(RFID)系统的方法，所述方法包括：
使用处理器，产生采样的数据包络放大器输入信号和采样的数据相位信号；
向包络放大器提供所述包络放大器输入信号；
向开关模式功率放大器供应来自所述包络放大器的包络信号；
使用所述相位信号相位调制所述开关模式功率放大器，以产生来自所述包络信号的发射机输出信号。
16.根据权利要求15所述的方法，还包括向天线供应所述发射机输出信号。
17.根据权利要求16所述的方法，其中，对所述发射机输出信号的所述供应还包括通过耦合器向所述天线供应所述发射机输出信号。
18.根据权利要求15所述的方法，其中，对所述开关模式功率放大器的所述相位调制还包括使用所述相位信号移动所述相位。
19.根据权利要求15所述的方法，其中，对所述开关模式功率放大器的所述相位调制还包括数字地相位调制所述开关模式功率放大器。
20.根据权利要求15至19中任一项所述的方法，还包括接收来自RFID标签的响应。
21.根据权利要求20所述的方法，其中，对所述响应的接收还包括无源地向有源混频器提供响应信号。
22.根据上述权利要求中任一项所述的方法，其中，使用偏移反相幅移键控(OPR-ASK)产生所述发射机输出信号。
23.一种用于射频识别(RFID)的器件，包括：
用于产生采样的数据包络放大器输入信号和采样的数据相位信号的装置；
用于放大所述包络放大器输入信号以产生包络信号的装置；
用于至少部分基于包络信号提供发射机输出信号的装置；以及
用于至少部分基于所述相位信号相位调制所述发射机输出信号的装置。
24.根据权利要求23所述的器件，还包括用于向天线供应所述发射机输出信号的装置。
25.根据权利要求24所述的器件，还包括用于接收来自RFID标签的响应的装置。
26.根据权利要求25所述的器件，其中用于接收的所述装置还包括用于在用于接收的所述装置内无源地传输响应信号的装置。
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