CN105826922A - 一种电压源型储能改善微电网电能质量的预测控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电压源型储能改善微电网电能质量的预测控制方法。储能系统作为微电网的重要构成设备，研究其在微电网的多种用途，对于提高其利用效率具有重要的作用。本发明在分析利用电压源型储能实现谐波电流补偿的可行性基础上，研究了储能系统提高微电网电压、频率动态稳定性和补偿谐波电流的多功能预测控制方法。首先基于谐波电流的i _p ‑i _q 检测法和瞬时功率理论，结合GM(1,1)灰色模型，研究实现储能装置多功能控制的综合补偿指令电流的预测方法；然后基于电压源型变流器输出电流的动态模型，通过建立变流器的最优开关选择函数，提出了储能系统并网变流器基于最优开关模式跟踪综合指令电流的预测控制策略。最后验证了所提开关控制策略的有效性。

Description

一种电压源型储能改善微电网电能质量的预测控制方法

技术领域

本发明涉及一种预测控制方法，尤其是涉及一种电压源型储能改善微电网电能质量的预测控制方法。

背景技术

由分布式电源、储能系统和负荷组成的微电网具有供电方式灵活和充分利用各种可再生清洁能源的特点，既可向用户提供电能，又能适时为大电网提供支撑，在提高供电可靠性的同时，也能有效提高电力系统的运行经济性。但是，微电网容量小且大量采用电力电子装置组网的特点，也使这些装置和网内的非线性负荷将会给其造成谐波污染。因此，改善微电网的电能质量也成为其运行技术发展的一个方面。

考虑滞环调制法的开关频率波动范围受跟踪指令电流大小和滞环宽度影响较大，本申请基于谐波电流i_p-i_q检测法和瞬时功率理论，利用GM(1.1)灰色模型研究实现电压型储能系统(Voltage Type Energy Storage System,VESS)提高微电网电压和频率稳定性、补偿谐波电流等多功能控制的综合补偿指令电流的预测方法基础上，基于电压源型变流器输出电流的动态模型，研究变流器输出电流跟踪综合补偿指令电流的最优决策方法，在此基础上提出了实现电压源型储能系统并网变流器多功能应用的开关预测控制策略。该策略不仅能够有效协调VESS不同控制的时间尺度，使变流器开关频率与控制采样频率一致，而且电流跟踪误差将随采样频率增大而减小，同时较电流空间矢量调制具有控制方法简单、易于实现的特点。最后，通过仿真验证了该预测控制策略的可行性。

发明内容

本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：

一种电压源型储能改善微电网电能质量的预测控制方法，其特征在于，包括：

综合补偿调节指令电流预测的步骤：首先进行第k个采样周期微电网谐波补偿指令电流的检测；然后根据k、k-1、…、k-n各采样周期谐波补偿指令电流的检测结果，基于灰色模型进行k+1采样周期微电网谐波补偿指令电流的有功和无功分量的预测，最后通过分别在预测的谐波补偿指令电流的有功和无功分量上，叠加电压源型储能进行微电网基波功率调节的有功和无功电流分量，得到电压源型储能k+1采样周期综合补偿调节指令电流的预测值。该灰色模型基于以下公式：

$\left\{\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}a\\ u\end{array}\right]={\left(B^{T}B\right)}^{-1}{B}^T{y}_n\\ {\hat{x}}^{\left(1\right)}(k+1)=\left(x^{\left(o\right)}\right(1)-\frac{u}{a})e^{-ak}+\frac{u}{a}\\ {\hat{x}}^{\left(o\right)}(k+1)={\hat{x}}^{\left(1\right)}(k+1)-{\hat{x}}^{\left(1\right)}\left(k\right)\end{array}\right.$

上式中，k＝1,2,…,n为系统输出采样值的数量；B、y_n和x⁽¹⁾(k)的求解表达式如下；

$B=\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{2}\left(x^{\left(1\right)}\right(1)+x^{\left(1\right)}(2\left)\right)& 1\\ -\frac{1}{2}\left(x^{\left(1\right)}\right(2)+x^{\left(1\right)}(3\left)\right)& 1\\ -\frac{1}{2}\left(x^{\left(1\right)}\right(3)+x^{\left(1\right)}(4\left)\right)& 1\\ ...& ...\\ -\frac{1}{2}\left(x^{\left(1\right)}\right(n-1)+x^{\left(1\right)}(n\left)\right)& 1\end{array}\right]$

${y_n}^T=\[\begin{array}{cccc}{x}^{\left(0\right)}\left(2\right)& x^{\left(0\right)}\left(3\right)& ...& x^{\left(0\right)}\left(n\right)\end{array}\]$

$x^{\left(1\right)}\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{x}^{\left(0\right)}\left(i\right),k=1,2,...,n$

上式中，{x⁽⁰⁾(1),x⁽⁰⁾(2),…,x⁽⁰⁾(n)}为n个系统输出测量值；

电压源型储能功率调节系统的开关预测控制步骤：根据综合补偿调节指令电流预测步骤中得到的用于k+1采样周期实现综合补偿调节的指令电流预测结果，基于电压源型变流器的三相输出电流预测模型以及目标函数，进行k+1采样周期变流器开关状态的预测控制。所述电压源型变流器三相输出电流的预测模型基于以下公式：

$i_{VESSm}(k+1)=\frac{1}{L_m+{\mathrm{TR}}_m}\[{\mathrm{Tu}}_{Lm}(k+1)+L_m{i}_{VESSm}\left(k\right)-\frac{{\mathrm{TS}}_m(k+1)}{2}(1-S_m(k+1\left)\frac{{\mathrm{\ΣS}}_m(k+1)}{3}\right)V_{DC}(k+1)\]$

上式中，L_m(m＝a,b,c)为变流器交流侧等值电感；R_m(m＝a,b,c)为变流器交流侧等值电阻；i_VESSm(m＝a,b,c)为变流器交流侧电流；S_m(m＝a,b,c)＝1或-1，S_m＝1表示六脉冲变流器m相上桥臂开关导通，S_m＝-1表示m相下桥臂开关导通。

所述目标函数基于以下公式：

$J=\underset{\mathrm{\λ}}{\min }\left\{\mathrm{\Σ}{\[{\hat{i}}_{cm}(k+1)-{\hat{i}}_{VESSm}(k+1,\mathrm{\λ})\]}^2\right\}$

上式中，为k采样周期预测的k+1采样周期的综合补偿调节指令电流，为k采样周期利用电压源型变流器三相输出电流的预测模型预测的k+1采样周期电压源型变流器的8种i_VESSm(m＝a,b,c)值，λ＝1,2,,…,8。

因此，在k采样周期，根据状态测量值，按照目标函数，就能够确定变流器在k+1采样周期跟踪的最优开关状态[S_a,S_b,S_c]_λ，从而实现电压源型变流器基于滚动优化预测的开关控制。

在上述的一种电压源型储能改善微电网电能质量的预测控制方法，所述综合补偿调节指令电流预测的步骤中，进行实时谐波补偿指令电流的检测是基于i_p-i_q检测法，具体方法是：

利用式一对采样电流值i_Lm(m＝a,b,c)进行Clarke变换，以得到α-β坐标系的瞬时分量i_Lα和i_Lβ，然后利用式二将i_Lα和i_Lβ分别向变流器并网点电压u_Lm在α-β坐标系的电压合成矢量及其法线投影，从而得到采样电流值的有功分量i_Lp和无功分量i_Lq，经低通滤波分离基波有功分量i_bp和无功分量i_bq后，即可得到采样电流值的谐波有功分量i_hp和无功分量i_hq；

在上述的一种电压源型储能改善微电网电能质量的预测控制方法，所述综合补偿调节指令电流预测的步骤中，利用电压源型储能提高微电网电压、频率稳定特性的有功、无功调节指令电流的检测是基于瞬时功率理论，利用式三计算电压源型储能用于功率调节的输出电流的有功和无功分量。

式三中，u_Lα和u_Lβ分别为u_Lm的αβ分量；E为u_Lm的有效值；i_fP和i_fq分别为电压源型储能用于功率调节的输出电流的有功和无功分量；

由于i_hp和i_fP均是u_Lm在α-β坐标系电压合成矢量上的投影，而i_hq和也是在该电压合成矢量法线上的投影；因此，可通过在i_hp、i_hq上分别叠加i_fP、i_fq分量，实现电压源型储能用于提高微电网频率、电压稳定性和谐波补偿的综合指令电流检测。

因此，本发明具有如下优点：所述的一种电压源型储能改善微电网电能质量的预测控制方法，不仅能够实现利用电压源型储能补偿微电网谐波、提高微电网电压和频率稳定性的多功能控制目标，而且能够有效协调电压源型储能实现微电网谐波补偿和提高微电网电压、频率稳定性两种不同时间尺度的控制的，同时保持变流器开关频率与控制采样频率一致。变流器采用所述开关预测控制方法不仅使输出电流的跟踪误差与控制采样周期成正比，而且较电流空间矢量调制具有控制方法简单、易于实现的特点。

附图说明

图1为VESS的结构原理图。

图2为谐波补偿电流的检测原理图。

图3为综合指令电流的预测原理图。

图4为含储能装置的微电网模型示意图。

图5a为VESS综合补偿前后微电网电压和频率、分布式电源输出功率对扰动的响应(综合补偿前后的Bus1电压响应)。

图5b为VESS综合补偿前后微电网电压和频率、分布式电源输出功率对扰动的响应(综合补偿前后的频率响应)。

图5c为VESS综合补偿前后微电网电压和频率、分布式电源输出功率对扰动的响应(综合补偿前后的DG2有功输出)。

图5d为VESS综合补偿前后微电网电压和频率、分布式电源输出功率对扰动的响应(综合补偿前后的DG2无功输出)。

图5e为VESS综合补偿前后微电网电压和频率、分布式电源输出功率对扰动的响应(综合补偿前后的DG1功率输出)。

图6a为扰动过程中的VESS的调节功率和补偿电流示意图(VESS的综合补偿电流)。

图6b为扰动过程中的VESS的调节功率和补偿电流示意图(VESS的调节功率)。

图7a为0.4s-0.6s的VESS的综合补偿示意图(0.4s-0.6s无VESS补偿的i_B2电流)。

图7b为0.4s-0.6s的VESS的综合补偿示意图(0.4s-0.6s有VESS补偿的i_B2电流)。

图7c为0.4s-0.6s的VESS的综合补偿示意图(0.4s-0.5s补偿电流跟踪指令电流的对比)。

图8a为Load1投切时VESS的综合补偿示意图(Load1投切时无VESS补偿的i_B2电流)。

图8b为Load1投切时VESS的综合补偿示意图(Load1投切时有VESS补偿的i_B2电流)。

图8c为Load1投切时VESS的综合补偿示意图(0.7s-0.8s时补偿电流跟踪指令电流的对比)。

图9a为短路故障时VESS的综合补偿示意图(短路故障时无VESS补偿的i_B2电流)。

图9b为短路故障时VESS的综合补偿示意图(短路故障时有VESS补偿的i_B2电流)。

图9c为短路故障时VESS的综合补偿示意图(1.1s-1.2s时补偿电流跟踪指令电流的对比)。

图10a为Z_R2投切扰动时VESS的综合补偿示意图(Z_R2投切时无VESS补偿的i_B2电流)。

图10b为Z_R2投切扰动时VESS的综合补偿示意图(Z_R2投切时有VESS补偿的i_B2电流)。

图10c为Z_R2投切扰动时VESS的综合补偿示意图(1.7s-1.8s时补偿电流跟踪指令电流的对比)。

图11a为滞环控制补偿前后微电网电压、频率和i_B2示意图(滞环补偿前后的Bus1电压响应)。

图11b为滞环控制补偿前后微电网电压、频率和i_B2示意图(滞环补偿前后的频率响应)

图11c为滞环控制补偿前后微电网电压、频率和i_B2示意图(滞环补偿后的i_B2电流)

具体实施方式

下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。

实施例：下面依次来介绍本发明涉及的理论基础和方法。

1、VESS用于谐波补偿的可行性。

图1所示为VESS系统的结构原理图，VESS主要由储能元件、DC/DC变换器和电压源型变流器(Voltages-source-converter,VSC)等设备构成。其中，储能元件通过DC/DC变换器与VSC的直流侧并联，并经VSC与电力系统接口。一方面，VSC基于直流侧恒定电压V_DC，可以通过开关控制调节其交流侧输出电压波形，以间接控制其输出电流i_VESSm(m＝a,b,c)的波形，从而实现VESS的四象限功率调节；另一方面，储能单元的DC/DC变换器，通过开关控制调节i_ESS的大小和方向以维持V_DC的恒定。若忽略VSC和DC/DC调节过程中的功率损耗，则储能元件和电网间的功率调节实质上是通过两个变换器的动态功率调节配合加以实现。

有源电力滤波器(Active Power Filter,APF)的主电路与图1所示VESS的VSC具有相同的拓扑结构，其中，i_VESSm(m＝a,b，c)是变流器输出电流；R_m(m＝a,b，c),L_m(m＝a,b，c)分别为变流器交流侧等效连接电阻与电感，S₁～S₆是变流器桥臂开关，图中DC/DC Converter模块和Energy StorageUnit分别为储能系统的斩波器和储能单元模块。它利用电流跟踪开关控制策略，通过调节逆变器的输出电压以控制交流侧电流波形。控制过程中，一方面维持逆变器直流侧电压V_DC的恒定；另一方面输出与待补偿谐波电流大小相等方向相反的电流。相对于传统无源滤波器，APF具有滤波频率范围宽，能动态跟踪谐波电流变化，达到实时补偿。

对比VESS实现功率调节和APF补偿谐波电流的主电路和工作原理可知，它们都是基于恒定的直流电压V_DC，通过变流器开关控制调节电流i_VESSm的波形实现。因此，研究使VESS快速跟踪指令电流的开关控制策略，就能利用其实现功率调节和谐波电流补偿的多功能控制。

2、综合指令电流的预测。

利用VESS在微电网中实现谐波抑制和提高电压频率动态稳定性，需要确定实现其准确补偿控制的指令电流。本申请基于谐波电流的i_p-i_q检测法和瞬时功率理论，结合GM(1,1)灰色模型，研究了综合补偿指令电流的预测方法。

2.1综合指令电流检测。

采用图2所示i_p-i_q检测法进行谐波电流检测，可有效避免电网电压畸变对谐波电流检测产生的误差影响。

如图所示，i_Lm(m＝a,b,c)为采样电流，i_Lα和i_Lβ是α-β坐标系的瞬时分量，u_La是变流器并网点电压，PLL是锁相环，i_Lp和i_Lq分别为待补偿线路电流的有功分量和无功分量，LPF为低通滤波器，i_bp和i_bq分别为基波有功分量和无功分量，i_hp和i_hq分别为采样电流值的谐波有功分量和无功分量。C₃₂和C是参数矩阵。它利用式(1)对采样电流值i_Lm(m＝a,b，c)进行Clarke变换，以得到α-β坐标系的瞬时分量i_Lα和i_Lβ，然后利用式(2)将i_Lα和i_Lβ分别向变流器并网点电压u_Lm在α-β坐标系的电压合成矢量及其法线投影，从而得到采样电流值的有功分量i_Lp和无功分量i_Lq，经低通滤波分离基波有功分量i_bp和无功分量i_bq后，即可得到采样电流值的谐波有功分量i_hp和无功分量i_hq。

$C_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]---\left(1\right)$

$C=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\ω}t& -cos\mathrm{\ω}t\\ -cos\mathrm{\ω}t& -\sin \mathrm{\ω}t\end{array}\right]---\left(2\right)$

VESS可通过快速的有功和无功调节提高微电网的电压和频率稳定特性。依据瞬时功率理论可知，VESS的瞬时调节功率可表示如下：

$\left[\begin{array}{c}{P}_{VESS}\\ Q_{VESS}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{u}_{L\mathrm{\α}}& u_{L\mathrm{\β}}\\ u_{L\mathrm{\β}}& -u_{L\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{f\mathrm{\α}}\\ i_{f\mathrm{\β}}\end{array}\right]=E\left[\begin{array}{c}{i}_{fp}\\ i_{fq}\end{array}\right]---\left(3\right)$

式(3)中，u_Lα和u_Lβ分别为u_Lm的αβ分量；E为u_Lm的有效值；i_fP和i_fq分别为VESS用于功率调节的输出电流的有功和无功分量。由于i_hp和i_fP均是u_Lm在α-β坐标系电压合成矢量上的投影，而i_hq和也是在该电压合成矢量法线上的投影。因此，可通过在i_hp、i_hq上分别叠加i_fP、i_fq分量，实现VESS用于提高微电网频率、电压稳定性和谐波补偿的综合指令电流检测。2.2基于灰色模型的综合指令电流预测。

GM(1,1)模型是依据灰色系统理论，利用系统输出的离散采样数据建立式(4)所示动态微分方程，通过寻找数据间内在规律以预测系统的输出，能在不完全确定受控系统结构和参数情况下实现较为准确的预测^[14-15]。它基于采样数据不断更新预测模型参数以提高预测精度，具有预测模型结构不变而参数自适应调整的特点。

$\left\{\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}a\\ u\end{array}\right]={\left(B^{T}B\right)}^{-1}{B}^T{y}_n\\ {\hat{x}}^{\left(1\right)}(k+1)=\left(x^{\left(o\right)}\right(1)-\frac{u}{a})e^{-ak}+\frac{u}{a}\\ {\hat{x}}^{\left(o\right)}(k+1)={\hat{x}}^{\left(1\right)}(k+1)-{\hat{x}}^{\left(1\right)}\left(k\right)\end{array}\right.---\left(4\right)$

式中，k＝1,2,…,n为系统输出的采样时刻。式中B、y_n和x⁽¹⁾(k)的计算方法如式(5)-式(7)所示：

$B=\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{2}\left(x^{\left(1\right)}\right(1)+x^{\left(1\right)}(2\left)\right)& 1\\ -\frac{1}{2}\left(x^{\left(1\right)}\right(2)+x^{\left(1\right)}(3\left)\right)& 1\\ -\frac{1}{2}\left(x^{\left(1\right)}\right(3)+x^{\left(1\right)}(4\left)\right)& 1\\ ...& ...\\ -\frac{1}{2}\left(x^{\left(1\right)}\right(n-1)+x^{\left(1\right)}(n\left)\right)& 1\end{array}\right]---\left(5\right)$

y_n ^T＝[x⁽⁰⁾(2) x⁽⁰⁾(3) … x⁽⁰⁾(n)] (6)

$x^{\left(1\right)}\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{x}^{\left(0\right)}\left(i\right),k=1,2,...,n---\left(7\right)$

式(6)中，{x⁽⁰⁾(1),x⁽⁰⁾(2),…,x⁽⁰⁾(n)}为系统输出的n个采样值，本申请仿真所用GM(1,1)模型中，取n＝5。由GM(1,1)模型可知，k时刻根据检测的谐波补偿p轴分量i_hp(k-n)、i_hp(k-n+1)…i_hp(k)和q轴分量i_hq(k-n)、i_hq(k-n+1)…i_hq(k)，可以预测k+1时刻的谐波补偿分量和

由于微电网的频率和电压对VESS的功率调节具有响应惯性，因此利用VESS提高微电网频率、电压稳定性的控制相对于谐波补偿控制的实时快速性是一个慢动态过程，因此，在综合指令电流的谐波电流分量补偿控制期间，可以近似认为用于功率调节指令电流分量近似不变。由此，通过将VESS用于功率调节的采样控制周期设为谐波补偿采样控制周期的整数倍，即在每个功率调节的采样控制时刻，通过分别在和预测分量上叠加i_fp和i_fq控制分量，就能够实现两种补偿控制的动态协调，并形成用于综合补偿控制的指令电流i_cm(k+1)(m＝a,b，c)。由于功率型VESS的功率调节响应时间通常为4ms左右，谐波补偿则要求在最大开关频率允许条件下进行快速补偿，控制周期通常设置为100us左右，因此，可以设置VESS用于功率调节的采样控制周期为谐波补偿采样控制周期的50倍左右。综合指令电流的产生原理如图3所示。图中，i_hp(k)、i_hp(k-1)…i_hp(k-n)分别为谐波补偿电流k、k-1…k-n采样时刻的有功分量；i_hq(k)、i_hq(k-1)…i_hq(k-n)分别为谐波补偿电流k、k-1…k-n采样时刻的无功分量；和分别为谐波补偿电流k+1采样时刻有功和无功分量的灰色预测值；f_set和U_set分别为频率和电压额定值；f_s和U_s分别为频率和电压的实际值；△f_s(j)为基波补偿电流j采样时刻的系统频率偏差；△U_s(j)为基波补偿电流j采样时刻的电压偏差；u_Lα和u_Lβ分别为并网点电压u_Lm(m＝a,b,c)的αβ分量；E为u_Lm的有效值；i_fp(j)、i_fq(j)分别为基波补偿电流j采样时刻的有功和无功分量，基波补偿电流采样周期可以设为谐波补偿电流采样周期的整数倍；i_cm(k+1)(m＝a,b，c)为谐波补偿电流k+1采样时刻的综合补偿指令电流；P_cr和Q_cr分别为储能装置的有功和无功补偿指令；C₂₃为C₃₂的逆矩阵。

3、开关预测控制策略。

当忽略图1所示六脉冲VSC的开关器件损耗，利用KVL定理和线性网络叠加定理，可列出VSC在八种可能开关模式下的电路方程^[16]。通过对各种开关模式的电路方程进行归纳，可得式(8)所示通用表达式：

$\frac{S_m\left(t\right)}{2}(1-S_m(t\left)\frac{{\mathrm{\ΣS}}_m\left(t\right)}{3}\right)V_{DC}\left(t\right)+L_m\frac{{\mathrm{di}}_{VESSm}}{dt}+R_m{i}_{VESSm}\left(t\right)=u_{Lm}\left(t\right)---\left(8\right)$

式中，L_m(m＝a,b，c)为VSC交流侧等值电感；R_m(m＝a,b，c)为VSC交流侧等值电阻；i_VESSm(m＝a,b，c)为VSC交流侧电流；S_m(m＝a,b，c)＝1或-1，S_m＝1表示m相上桥臂开关导通，S_m＝-1表示m相下桥臂开关导通。

当谐波电流补偿的采样周期T较小时，利用差分变换法对式(8)进行离散可得VSC三相电流输出的预测模型：

$\begin{array}{c}{i}_{VESSm}(k+1)=\frac{1}{L_m+{\mathrm{TR}}_m}\[{\mathrm{Tu}}_{Lm}(k+1)+L_m{i}_{VESSm}\left(k\right)\\ -\frac{{\mathrm{TS}}_m(k+1)}{2}(1-S_m(k+1\left)\frac{{\mathrm{\ΣS}}_m(k+1)}{3}\right)V_{DC}(k+1)\]\end{array}---\left(9\right)$

忽略储能单元维持V_DC恒定的动态调节过程，可令V_DC(k)≈V_DC(k+1)，同时考虑T较小时可令u_Lm(k)≈u_Lm(k+1)，这样，依据式(9)可知，在k时刻可预测k+1时刻的8种i_VESSm值因此，在k控制时刻，根据状态量测值，按照式(10)所示目标函数，根据相互比较结果确定第k+1采样时刻的最优开关状态[S_a,S_b,S_c]_λ，从而在第k+1采样时刻到来时，进行变流器开关状态切换，在实现无差拍开关控制的同时，使变流器输出电流能够在k+1采样周期利用最优开关模式逼近补偿电流目标值。

$J=\underset{\mathrm{\λ}}{\min }\left\{\mathrm{\Σ}{\[i_{cm}(k+1)-{\hat{i}}_{VESSm}(k+1,\mathrm{\λ})\]}^2\right\}---\left(10\right)$

4、仿真实施例。

构建图4所示微电网仿真模型。图中，DG1和DG2为分布式电源，DG1变流器基于PQ控制方式向微电网输入6kW有功功率，DG2配置有P-f和Q-V下垂控制方式，用以孤岛运行方式下维持微电网的电压和频率稳定，该电源额定有功输出6kW，额定线电压380V，额定频率50Hz，P-f下垂系数100kW/Hz，Q-V下垂系数3.3kVar/V。Z1＝Z2＝0.05e^j0.17πΩ，代表并网等值阻抗。Z_R1＝Z_R2＝130.01e^j0.004πΩ，分别代表三相全波不控整流的负载，用于模拟非线性负荷。Load1和Load2分别为6kW有功负荷。开关S_L1和S_L2用于控制Load1和整流负载Z_R2在微电网中的投切。开关S_F用于模拟支路Branch2经Z_F＝1.37e^j0.24πΩ的阻抗发生三相接地短路故障。

利用该模型进行微电网孤网运行方式的如下过程仿真：0.6s闭合开关S_L1以接入负荷Load1，0.8s再次断开S_L1以切除负荷Load1，0.9s开关S_F闭合，Branch2支路发生三相接地短路，1.3s S_F断开以清除故障；1.6s断开开关S_L2以切除非线性负荷Z_R2，1.8s再次闭合S_L2。仿真过程中，令式(6)和式(7)中的n＝5，谐波补偿采样周期T＝0.1ms，功率调节采样周期设为5ms。VESS综合补偿调节前后，微电网的电压、频率、分布式电源对上述扰动作用的响应过程如图5所示。

由图5(a)-(e)可知，孤网运行方式且无VESS综合补偿时，对于0.6s到0.8s的Load1投切扰动，DG2在P-f下垂控制作用下，通过增大其有功输出以平衡微电网的新增有功需求，同时微电网的频率在下垂控制作用下将由初始稳态降至49.9Hz左右。0.9s到1.3s的Branch2接地短路在导致微电网Bus1母线电压下降的同时，也导致有功需求增加，DG2在P-f和Q-V下垂控制作用下，通过增大其有功和无功输出，以恢复Bus1母线电压和有功需求平衡，由图可知，DG2有功输出由初始稳态值增至40kW左右，无功输出由初始稳态值增至30kVar左右，但当DG2的功率调节输出达到其额定输出允许值时，微电网的电压稳定在340V左右，频率也下降到49Hz左右。对于1.6s到1.8s期间的Z_R2投切扰动，DG2在维持电压稳定的基础上，通过P-f下垂控制减小有功输出以维持负荷需求的供需平衡，同时微电网的频率在下垂控制作用下将由初始稳态升至50.1Hz左右。上述扰动过程中，由于DG1工作于PQ控制方式，因此其输出功率将保持恒定。仿真结果也同时表明所建立微电网仿真模型及其孤网运行特性的合理性。

对比图5中VESS补偿后的微电网电压、频率和分布式电源的功率输出响应可知，VESS在本申请所提多功能应用预测开关策略进行综合补偿时，通过VSC的功率调节，不仅提高了微电网电压和频率在扰动期间的动态稳定性，而且各分布式电源都保持其输出功率的稳定。上述扰动作用下的VESS调节功率和综合补偿电流如图6所示。

图7-图10为不同扰动下VESS综合补偿前后Branch2支路电流i_B2的响应及i_VESS对综合指令电流的跟踪效果。VESS补偿前后的i_B2对比结果表明，本申请提出的综合指令电流的预测方法能不仅能够为VESS对微电网进行多目标补偿控制提供有效的指令电流，而且具有良好的补偿调节效果。VESS补偿电流跟踪指令电流的对比表明，所提预测开关控制策略不仅具有良好的动态跟踪特性。

图11为上述扰动作用下，储能系统采用滞环调制方法进行综合指令跟踪时，微电网频率、电压和Branch2支路电流i_B2的响应。图11和图5仿真结果的对比表明储能装置在所提预测开关控制方法和滞环调制方法的作用下，都能通过对综合指令电流进行有效跟踪以实现储能系统在微电网中的多功能应用。

表1则对比给出i_B2在各阶段采用预测开关方法和滞环调制方法进行综合补偿前后的畸变率以及补偿电流跟踪指令电流的均方差。由表1对比结果可知，本申请所提开关预测控制方法不仅能够对谐波电流进行有效补偿，而且谐波补偿和指令电流跟踪特性较滞环调制方法要好。此外，由于预测开关方法能够使开关器件的最小开关周期与采样周期保持一致，而采用滞环调制方法时，开关器件的开关周期与滞环宽度有关，并且随着跟踪指令电流的大小变化而变化，因此，采用所提开关控制策略可以在保持一定响应速度和电流跟踪精度的前提下，避免开关器件的开关频率超过所允许的最高频率。

表1开关预测控制与滞环调制的补偿效果对比

本申请中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (3)

1.一种电压源型储能改善微电网电能质量的预测控制方法，其特征在于，包括：

综合补偿调节指令电流预测的步骤：首先进行第k个采样周期微电网谐波补偿指令电流的检测；然后根据k、k-1、…、k-n各采样周期谐波补偿指令电流的检测结果，基于灰色模型进行k+1采样周期微电网谐波补偿指令电流的有功和无功分量的预测，最后通过分别在预测的谐波补偿指令电流的有功和无功分量上，叠加电压源型储能进行微电网基波功率调节的有功和无功电流分量，得到电压源型储能k+1采样周期综合补偿调节指令电流的预测值；该灰色模型基于以下公式：

$\left\{\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}a\\ u\end{array}\right]={\left(B^{T}B\right)}^{-1}{B}^T{y}_n\\ {\hat{x}}^{\left(1\right)}(k+1)=\left(x^{\left(0\right)}\right(1)-\frac{u}{a})e^{-ak}+\frac{u}{a}\\ {\hat{x}}^{\left(0\right)}(k+1)={\hat{x}}^{\left(1\right)}(k+1)-{\hat{x}}^{\left(1\right)}\left(k\right)\end{array}\right.$

上式中，k＝1,2,…,n为系统输出采样值的数量；B、y_n和x⁽¹⁾(k)的求解表达式如下；

$B=\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{2}\left(x^{\left(1\right)}\right(1)+x^{\left(1\right)}(2\left)\right)& 1\\ -\frac{1}{2}\left(x^{\left(1\right)}\right(2)+x^{\left(1\right)}(3\left)\right)& 1\\ -\frac{1}{2}\left(x^{\left(1\right)}\right(3)+x^{\left(1\right)}(4\left)\right)& 1\\ ...& ...\\ -\frac{1}{2}\left(x^{\left(1\right)}\right(n-1)+x^{\left(1\right)}(n\left)\right)& 1\end{array}\right]$

y_n ^T＝[x⁽⁰⁾(2) x⁽⁰⁾(3) … x⁽⁰⁾(n)]

${y_n}^T=\[\begin{array}{cccc}{x}^{\left(0\right)}\left(2\right)& x^{\left(0\right)}\left(3\right)& \mathrm{...}& x^{\left(0\right)}\left(n\right)\end{array}\]$

上式中，{x⁽⁰⁾(1),x⁽⁰⁾(2),…,x⁽⁰⁾(n)}为n个系统输出测量值；

电压源型储能功率调节系统的开关预测控制步骤：根据综合补偿调节指令电流预测步骤中得到的用于k+1采样周期实现综合补偿调节的指令电流预测结果，基于电压源型变流器的三相输出电流预测模型以及目标函数，进行k+1采样周期变流器开关状态的预测控制；所述电压源型变流器三相输出电流的预测模型基于以下公式：

$i_{VESSm}(k+1)=\frac{1}{L_m+{\mathrm{TR}}_m}\[{\mathrm{Tu}}_{Lm}(k+1)+L_m{i}_{VESSm}\left(k\right)-\frac{{\mathrm{TS}}_m(k+1)}{2}(1-S_m(k+1\left)\frac{\ΣS_m(k+1)}{3}\right)V_{DC}(k+1)\]$

上式中，L_m(m＝a,b,c)为变流器交流侧等值电感；R_m(m＝a,b,c)为变流器交流侧等值电阻；i_VESSm(m＝a,b,c)为变流器交流侧电流；S_m(m＝a,b,c)＝1或-1，S_m＝1表示六脉冲变流器m相上桥臂开关导通，S_m＝-1表示m相下桥臂开关导通；

所述目标函数基于以下公式：

$J=\underset{\mathrm{\λ}}{\min }\{\Σ{\[{\hat{i}}_{cm}(k+1)-{\hat{i}}_{VESSm}(k+1,\mathrm{\λ})\]}^2\}$

上式中，为k采样周期预测的k+1采样周期的综合补偿调节指令电流，为k采样周期利用电压源型变流器三相输出电流的预测模型预测的k+1采样周期电压源型变流器的8种i_VESSm(m＝a,b,c)值，λ＝1,2,,…,8；

因此，在k采样周期，根据状态测量值，按照目标函数，就能够确定变流器在k+1采样周期跟踪的最优开关状态[S_a,S_b,S_c]_λ，从而实现电压源型变流器基于滚动优化预测的开关控制。

2.根据权利要求1所述的一种电压源型储能改善微电网电能质量的预测控制方法，其特征在于：所述综合补偿调节指令电流预测的步骤中，进行实时谐波补偿指令电流的检测是基于i_p-i_q检测法，具体方法是：

利用式一对采样电流值i_Lm(m＝a,b,c)进行Clarke变换，以得到α-β坐标系的瞬时分量i_Lα和i_Lβ，然后利用式二将i_Lα和i_Lβ分别向变流器并网点电压u_Lm在α-β坐标系的电压合成矢量及其法线投影，从而得到采样电流值的有功分量i_Lp和无功分量i_Lq，经低通滤波分离基波有功分量i_bp和无功分量i_bq后，即可得到采样电流值的谐波有功分量i_hp和无功分量i_hq；

3.根据权利要求1所述的一种电压源型储能改善微电网电能质量的预测控制方法，其特征在于：所述综合补偿调节指令电流预测的步骤中，利用电压源型储能提高微电网电压、频率稳定特性的有功、无功调节指令电流的检测是基于瞬时功率理论，利用式三计算电压源型储能用于功率调节的输出电流的有功和无功分量；

式三中，u_Lα和u_Lβ分别为u_Lm的αβ分量；E为u_Lm的有效值；i_fP和i_fq分别为电压源型储能用于功率调节的输出电流的有功和无功分量；

由于i_hp和i_fP均是u_Lm在α-β坐标系电压合成矢量上的投影，而i_hq和也是在该电压合成矢量法线上的投影；因此，可通过在i_hp、i_hq上分别叠加i_fP、i_fq分量，实现电压源型储能用于提高微电网频率、电压稳定性和谐波补偿的综合指令电流检测。