CN105811745B

CN105811745B - 一种开关管控制脉冲的驱动方法

Info

Publication number: CN105811745B
Application number: CN201510295368.XA
Authority: CN
Inventors: 方宇; 徐潘
Original assignee: Yangzhou University
Current assignee: Yangzhou University
Priority date: 2015-06-01
Filing date: 2015-06-01
Publication date: 2019-03-01
Anticipated expiration: 2035-06-01
Also published as: CN105811745A

Abstract

本发明涉及一种开关管控制脉冲的驱动方法。本发明数字控制芯片将目标脉冲控制信号分成两个相等脉宽的控制信号，由数字控制芯片输出分别连到反相图腾柱，经反相图腾柱再分别连到脉冲变压器原边绕组的两端，脉冲变压器的副边一组异名端相连作为输出驱动的地，另外一组异名端分别连到两个二极管的阳极，两阴极相连后的信号再连到分压电阻进行分压，信号连到驱动芯片的输入端，驱动芯片的输出连到功率电路中开关管的门极限流电阻。本发明克服了传统的电磁隔离驱动和光电隔离驱动方式不易于高频、高功率密度功率变换器的缺陷。本发明响应速度快，原边与副边的绝缘强度高，共模干扰抑制能力强，消除了脉冲变压器原边需要磁恢复而造成的占空比限制。

Description

一种开关管控制脉冲的驱动方法

技术领域

本发明涉及功率变换器中开关管的驱动电路和配置，属于电力电子与电工技术领域，特别涉及一种开关管控制脉冲的驱动方法。

背景技术

在电力电子功率变换技术中，驱动电路作为功率电路和控制电路的连接枢纽。根据功率电路拓扑的不同，功率开关器件的驱动方式主要有直接驱动和隔离驱动这两种方法。在许多应用场合下，尤其在大功率的变换器中，一般都需要实现功率电路与控制电路之间的电气隔离，为此需要隔离驱动。

在本发明作出之前，目前隔离驱动又分为电磁隔离与光电隔离两种方式。其中，光电隔离因具有体积小，结构简单等优点而被广泛使用，但它存在共模抑制能力差，传输速度慢和成本较高等缺点，故不利于变换器实现高功率密度和高性价比。电磁隔离驱动是使用脉冲变压器作为隔离元件，它具有响应速度快，原副边绝缘强度高，共模干扰抑制能力强和成本低的优点，通常被应用在高功率密度的开关电源中。但由于脉冲变压器的磁饱和特性，传统的电磁隔离驱动方式通常被限制应用在占空比小于50％的场合，而对于逆变器和整流器而言，因脉冲控制信号在一个低频周期内连续变化，且占空比往往需要在0～100％的范围内调节，这易导致脉冲变压器饱和，为了解决这一问题通常在电磁隔离驱动电路中加入高频调制电路，但这会引入高频噪声干扰并增加硬件成本，使得驱动电路复杂化。可见传统的电磁隔离驱动和光电隔离驱动方式不易于高频、高功率密度功率变换器的设计。

发明内容

本发明目的就在于克服上述缺陷，提出一种开关管控制脉冲的驱动方法。

本发明的技术方案是：

一种开关管控制脉冲的驱动方法，其主要技术特征在于数字控制芯片将目标脉冲控制信号分成两个相等脉宽的控制信号，所述的两个相等脉宽的控制信号由数字控制芯片输出分别连到反相图腾柱，经反相图腾柱再分别连到脉冲变压器原边绕组的两端，脉冲变压器的副边有两个绕组，一组异名端相连作为输出驱动的地，另外一组异名端分别连到两个二极管的阳极，两个二极管的阴极相连后的信号再连到分压电阻进行分压，由分压电阻分压后的信号连到驱动芯片的输入端，驱动芯片的输出连到功率电路中开关管的门极限流电阻，以控制开关管的通断。

所述数字控制芯片将目标脉冲控制信号分成两个相等脉宽的控制信号，经各自的反相图腾柱增强电流驱动能力后，再分别施加在脉冲变压器的原边绕组两端；所述脉冲变压器原边绕组两端的电平相异时，会为脉冲变压器励磁，且励磁电流的方向在一个开关周期内正反交替，且正、反向励磁时间与由数字控制芯片所生成的两个相等脉宽控制信号的时间相同，经过脉冲变压器隔离后，相应的副边绕组信号通过两个二极管构成的或逻辑电路相加，便得到和数字控制芯片中的目标脉冲控制信号具有相同宽度的脉冲信号。

所述两个相等脉宽控制信号生成的配置方法；在数字控制芯片中采用两组PWM模块，将这两个PWM模块载波模式均配置成增计数模式，且两组模块的时基相同，计数的峰值等于开关周期值PWM_PRD。PWM1_A由PWM1模块中的计数器值与本模块中的比较寄存器A中的值比较得到；PWM2_A由PWM2模块中的计数器值与本模块的比较寄存器A中的值和比较寄存器B中的值分别比较得到；PWM1模块的比较寄存器A赋值为D/2·PWM_PRD，D是目标脉冲控制信号的占空比；PWM2模块的比较寄存器A赋值为D/2·PWM_PRD，比较寄存器B赋值为D·PWM_PRD。当PWM1模块的计数器值小于其比较寄存器A中的值时，PWM1模块输出高电平，即PWM1_A为高电平；当PWM1模块的计数值大于其比较寄存器A中的值时，该PWM1模块输出低电平，即PWM1_A为低电平；当PWM2模块的计数值大于其比较寄存器A中的值时，且小于比较寄存器B中的值时，PWM2模块输出高电平，即PWM2_A为高电平；当PWM2模块的计数值小于其比较寄存器A中的值或者大于比较寄存器B中的值时，PWM2模块输出低电平，即PWM2_A为低电平。

本发明的优点和效果在于：因使用电磁隔离，故具有响应速度快，原边与副边的绝缘强度高，共模干扰抑制能力强。因脉冲变压器原边的励磁电流的方向正反交替，且正、反向励磁时间与数字控制芯片生成的两相等脉冲控制信号的宽度相同，故消除了脉冲变压器原边需要磁恢复而造成的占空比限制，从而本发明能实现占空比在0～100％的范围内的调节，且占空比能在一个低频周期内连续变化。

本发明的优点还在于能实现高频脉冲控制信号的隔离驱动，且成本较低，故适用于高功率密度功率变换器的设计，有助于高性价比的实现。

本发明的其他具体优点和效果将在下面继续说明。

附图说明

图1——本发明的应用电路和组成示意图。

图2——本发明应用电路硬件构成示意图。

图3——本发明中PWM发生器的配置示意图。

图4——本发明中控制信号示意图。

图5——本发明中实例构成示意图。

图6——本发明实例中EPWM模块的配置示意图。

图7——本发明实例中PWM_1A、PWM2_A波形及开关管驱动实验波形图。

图8——本发明中实例稳态输入波形。

图中各标号表示对应信息如下：

数字控制芯片1、反相图腾柱2、脉冲变压器3、或逻辑电路4、分压电路5、驱动芯片6、功率开关电路7。

图2中的符号名称：

U<sub>M</sub>	数字控制芯片
		Q<sub>1A</sub>，Q<sub>2A</sub>	P沟道MOS管
Q<sub>1B</sub>，Q<sub>2B</sub>	N沟道MOS管
		R<sub>1</sub>，R<sub>3</sub>	限流电阻
R<sub>2</sub>，R<sub>4</sub>	分压电阻
		T<sub>1</sub>	脉冲变压器
D<sub>1</sub>，D<sub>2</sub>	二极管
		U<sub>1</sub>	驱动芯片
PWM1_A	PWM1模块输出脉冲控制信号
		PWM2_A	PWM2模块输出脉冲控制信号
PWM1，PWM2	脉冲变压器原边输入信号
		PWM	二极管相或信号
DRIVER	开关管驱动信号
		Q	开关管
VDD	+3.3V电压
		VCC	+15V电压

图3中的符号名称：

PWM1_A	PWM1模块输出脉冲控制信号
		PWM2_A	PWM2模块输出脉冲控制信号
PWM1.TBCTR	PWM1模块的时基计数器
		PWM2.TBCTR	PWM2模块的时基计数器
PWM1.CMPA	PWM1模块比较寄存器A
		PWM2.GMPA	PWM2模块比较寄存器A
PWM2.CMPB	PWM2模块比较寄存器B
		PWM_PRD	开关周期值
D	目标脉冲控制信号的占空比

图4中的符号名称：

PWMD	目标脉冲控制信号
		PWM1_A	PWM1模块输出脉冲控制信号
PWM2_A	PWM2模块输出脉冲控制信号
		PWM1，PWM2	脉冲变压器原边输入脉冲控制信号
PWM1S，PWM2S	脉冲变压器副边输出脉冲控制信号
		PWM	二极管相或信号
DRIVER	开关管驱动信号
		D	目标脉冲控制信号的占空比
Ts	开关周期

图5中的符号名称：

图6中的符号名称：

PWM1_A	EPWM1模块输出脉冲控制信号
		PWM2_A	EPWM2模块输出脉冲控制信号
PWM3_A	EPWM3模块输出脉冲控制信号

PWM4_A	EPWM4模块输出脉冲控制信号
		PWM5_A	EPWM5模块输出脉冲控制信号
PWM6_A	EPWM6模块输出脉冲控制信号
		EPWM1.TBCTR	EPWM1的时基计数器
EPWM2.TBCTR	EPWM2的时基计数器
		EPWM3.TBCTR	EPWM3的时基计数器
EPWM4.TBCTR	EPWM4的时基计数器
		EPWM5.TBCTR	EPWM5的时基计数器
EPWM6.TBGTR	EPWM6的时基计数器
		EPWM1.GMPA	EPWM1比较寄存器A
EPWM2.CMPA	EPWM2比较寄存器A
		EPWM2.CMPB	EPWM2比较寄存器B
EPWM3.CMPA	EPWM3比较寄存器A
		EPWM4.CMPA	EPWM4比较寄存器A
EPWM4.CMPB	EPWM4比较寄存器B
		EPWM5.GMPA	EPWM5比较寄存器A
EPWM6.CMPA	EPWM6比较寄存器A
		EPWM6.CMPB	EPWM7比较寄存器B
PWM_PRD	开关周期值
		D<sub>a</sub>，D<sub>b</sub>，D<sub>c</sub>	目标脉冲控制信号的占空比

图7中的符号名称：

PWM1_A	EPWM1比较单元输出脉冲控制信号
		PWM2_A	EPWM2比较单元输出脉冲控制信号
V<sub>a1，2</sub>	S<sub>1</sub>、S<sub>2</sub>开关管驱动信号
		CH1，CH2，CH3	示波器通道1，通道2，通道3

图8中的符号名称：

CH1，CH2，CH3	示波器通道1，通道2，通道3
		u<sub>b</sub>，u<sub>c</sub>	电网B相电压，C相电压

具体实施方式

本发明针对传统电磁隔离中脉冲变压器的磁饱和特性，一般传输的占空比被限制在50％以内，且驱动信号的最小占空比还会受到磁化电流的限制，提出了一种适用于高频调制的新型驱动方法。

如图1、图2所示：

本发明的部件构成：

数字控制芯片1将目标脉冲控制信号分成两个相等脉宽的控制信号PWM1_A和PWM2_A，PWM1_A和PWM2_A分别连到反相图腾柱2，经反相图腾柱2再分别连到脉冲变压器3原边绕组的两端，脉冲变压器3的副边有两个绕组，一组异名端相连作为输出驱动的地，另外一组异名端分别连到或逻辑电路4的输入，或逻辑电路4的输出连到分压路5，由分压电路5分压后的信号连到驱动芯片6的输入端，驱动芯片6的输出连到功率开关管电路7中开关管的门极限流电阻，以控制开关管的通断。

结合图2、图3和图4，本发明的驱动过程分两个部分详细阐述如下：

第一部分，在数字控制芯片1中对PWM模块相关的寄存器进行配置，将目标脉冲控制信号PWMD分成两个相等脉宽的脉冲控制信号PWM1_A和PWM2_A。设目标脉冲控制信号PWMD的占空比是D，开关周期为Ts，则PWM1_A和PWM2_A在每个开关周期中所占时间区域分别为0～(D/2)·Ts与(D/2)·Ts～D·Ts。如图3、图4所示，脉冲控制信号PWM1_A和PWM2_A由数字控制芯片1中的PWM1模块和PWM2模块生成，PWM1模块和PWM2模块的时基计数器都配置成连续增计数模式，且PWM1模块和PWM2模块的时基相同，计数的峰值等于开关周期值PWM_PRD。信号PWM1_A可由PWM1模块中的计数器(PWM1.TBCTR)值与本模块中的比较寄存器A(PWM1.CMPA)中的值比较得到；信号PWM2_A可由PWM2模块中的计数器(PWM2.TBCTR)值与本模块中的比较寄存器A(PWM2.CMPA)中的值和比较寄存器B(PWM2.CMPB)中的值分别比较得到。PWM1模块的比较寄存器A(PWM1.CMPA)赋值为(D/2)·PWM_PRD。PWM2模块的比较寄存器A(PWM2.CMPA)赋值为(D/2)·PWM_PRD，比较寄存器B(PWM2.CMPB)赋值为D·PWM_PRD。当PWM1模块的计数值小于其比较寄存器A中的值时，该PWM1模块输出高电平，即PWM1_A为高电平。当PWM1模块的计数值大于其比较寄存器A中的值时，该PWM1模块输出低电平，即PWM1_A为低电平。当PWM2模块的计数值大于其比较寄存器A中的值时，且小于比较寄存器B中的值时，该PWM2模块输出高电平，即PWM2_A为高电平。当PWM2模块的计数值小于其比较寄存器A中的值或者大于比较寄存器B中的值时，该PWM2模块输出低电平，即PWM2_A为低电平。

第二部分，脉冲控制信号PWM1_A和PWM2_A送到反相图腾柱2经反相并增强电流驱动能力后，分别得到脉冲控制信号PWM1和PWM2，再分别送到脉冲变压器3原边绕组的两端，使原边的励磁电流的方向正反交替，且只有当PWM1和PWM2信号的电平相异的部分才对脉冲变压器原边绕组励磁，故正、反向励磁时间与PWM1_A和PWM2_A的脉冲宽度时间相同，经过脉冲变压器3进行有效的电磁隔离后，脉冲变压器3的副边绕组连到由二极管构成的或逻辑电路4，副边输出脉冲控制信号PWM1S，PWM2S经过或逻辑电路4相加，便得到脉冲控制信号PWM，通过分压电路后，再经过驱动芯片增强信号强度后，得到驱动脉冲控制信号DRIVER，送到目标开关管。

本发明的一个具体实施例子如下：

将本发明的驱动方法应用在VIENNA整流器中：输入电网相电压有效值为220V，直流输出电压U_dc为800V，如图5所示，储能电感L₁＝L₂＝L₃＝0.8mH，母线电容C_d1＝C_d2＝1080uF，二极管D_g1、D_g2、D_g3、D_g4、D_g5、D_g6选用Microsemi公司的APT15D120KG，开关管S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆选用Vishay公司的SiHG47N60E，开关频率fs为45kHz。根据VIENNA整流器中开关管驱动要求，双向开关中的两个开关管采用同一驱动信号实现控制，故需采用三组驱动电路实现驱动。图5中电阻R₁＝R₃＝R₅＝51Ω，R₂＝R₄＝R₆＝5.1KΩ；P沟道MOS管Q_1A、Q_2A、Q_3A、Q_4A、Q_5A、Q_6A选用Motorola公司的BSS84LT1，N沟道MOS管Q_1B、Q_2B、Q_3B、Q_4B、Q_5B、Q_6B选用PanJit公司的2N7002，驱动芯片选用MI CROCHIP公司的TC4424A芯片，隔离脉冲变压器T₁、T₂、T₃的匝比是1∶1∶1，数字控制芯片选用TI公司DSP TMS320F28035，主频配置成60MHz，故PWM_PRD＝1333。在DSP中采用双闭环控制并采用SPWM调制。如图6所示，在数字控制芯片DSPTMS320F28035中采用六组EPWM模块，将这六个EPWM模块的载波模式均配置成连续增计数模式，且所有EPWM模块的时基相同，计数的峰值等于开关周期值PWM_PRD。

PWM1_A由EPWM1模块中的计数器值与本模块中的比较寄存器A中的值比较得到；PWM2_A由EPWM2模块中的计数器值与本模块中的比较寄存器A中的值和比较寄存器B中的值分别比较得到。EPWM1模块的比较寄存器A赋值为(D_a/2)·PWM_PRD(D_a是u_a相脉冲控制信号的占空比)。EPWM2模块的比较寄存器A赋值为(D_a/2)·PWM_PRD，比较寄存器B赋值为D_a·PWM_PRD。当EPWM1模块的计数器值小于其比较寄存器A中的值时，EPWM1模块输出高电平，即PWM1_A为高电平。当EPWM1模块的计数值大于其比较寄存器A中的值时，该EPWM1模块输出低电平，即PWM1_A为低电平。当EPWM2模块的计数值大于其比较寄存器A中的值时，且小于比较寄存器B中的值时，EPWM2模块输出高电平，即PWM2_A为高电平。当EPWM2模块的计数值小于其比较寄存器A中的值或者大于比较寄存器B中的值时，EPWM2模块输出低电平，即PWM2_A为低电平。PWM1A和PWM2A分别经过由Q_1A与Q_1B和Q_2A与Q_2B构成的反相图腾柱并增强电流驱动能力后，再共同作用于脉冲变压器T₁的原边，使原边的励磁电流的方向正反交替，且正、反向励磁时间与PWM1_A和PWM2_A的脉冲宽度时间相同，经过脉冲变压器T₁进行有效的电磁隔离后经过由二极管D₁、D₂构成的或逻辑电路，控制信号相加，得到目标脉冲控制信号，通过分压电路后，再经过驱动芯片U₁增强信号强度后，驱动v_a1，2送到目标开关管S₁、S₂。

PWM3_A由EPWM3模块中的计数器值与本模块中的比较寄存器A中的值比较得到；PWM4_A由EPWM4模块中的计数器值与本模块中的比较寄存器A中的值和比较寄存器B中的值分别比较得到。EPWM3模块的比较寄存器A赋值为(D_b/2)·PWM_PRD(D_b是u_b相脉冲控制信号的占空比)。EPWM4模块的比较寄存器A赋值为(D_b/2)·PWM_PRD，比较寄存器B赋值为D_b·PWM_PRD。当EPWM3模块的计数器值小于其比较寄存器A中的值时，EPWM3模块输出高电平，即PWM3_A为高电平。当EPWM3模块的计数值大于其比较寄存器A中的值时，该EPWM3模块输出低电平，即PWM3_A为低电平。当EPWM4模块的计数值大于其比较寄存器A中的值时，且小于比较寄存器B中的值时，EPWM4模块输出高电平，即PWM4_A为高电平。当EPWM4模块的计数值小于其比较寄存器A中的值或者大于比较寄存器B中的值时，EPWM4模块输出低电平，即PWM4_A为低电平。PWM3A和PWM4A分别经过由Q_3A与Q_3B和Q_4A与Q_4B构成的反相图腾柱并增强电流驱动能力后，再共同作用于脉冲变压器T₂的原边，使原边的励磁电流的方向正反交替，且正、反向励磁时间与PWM3_A和PWM4_A的脉冲宽度时间相同，经过脉冲变压器T₂进行有效的电磁隔离后经过由二极管D₃、D₄构成的或逻辑电路，控制信号相加，得到目标脉冲控制信号，通过分压电路后，再经过驱动芯片U₂增强信号强度后，驱动v_a3，4送到目标开关管S₃、S₄。

PWM5_A由EPWM5模块中的计数器值与本模块中的比较寄存器A中的值比较得到；PWM6_A由EPWM6模块中的计数器值与本模块中的比较寄存器A中的值和比较寄存器B中的值分别比较得到。EPWM5模块的比较寄存器A赋值为(D_c/2)·PWM_PRD(D_c是u_c相脉冲控制信号的占空比)。EPWM6模块的比较寄存器A赋值为(D_c/2)·PWM_PRD，比较寄存器B赋值为D_c·PWM_PRD。当EPWM5模块的计数器值小于其比较寄存器A中的值时，EPWM5模块输出高电平，即PWM5_A为高电平。当EPWM5模块的计数值大于其比较寄存器A中的值时，该EPWM5模块输出低电平，即PWM5_A为低电平。当EPWM6模块的计数值大于其比较寄存器A中的值时，且小于比较寄存器B中的值时，EPWM6模块输出高电平，即PWM6_A为高电平。当EPWM6模块的计数值小于其比较寄存器A中的值或者大于比较寄存器B中的值时，EPWM6模块输出低电平，即PWM6_A为低电平。PWM5A和PWM6A分别经过由Q_5A与Q_5B和Q_6A与Q_6B构成的反相图腾柱并增强电流驱动能力后，再共同作用于脉冲变压器T₃的原边，使原边的励磁电流的方向正反交替，且正、反向励磁时间与PWM5_A和PWM6_A的脉冲宽度时间相同，经过脉冲变压器T₃进行有效的电磁隔离后经过由二极管D₅、D₆构成的或逻辑电路，控制信号相加，得到目标脉冲控制信号，通过分压电路后，再经过驱动芯片U₃增强驱动能力后，驱动信号v_a5，6送到目标开关管S₅、S₆。

图7是u_a相的DSP输出脉冲控制信号及开关管驱动波形，其中通道1是EPWM1比较单元输出的脉冲控制信号，通道2是EPWM2比较单元输出的脉冲控制信号，通道3是S₁、S₂开关管驱动信号，从图中可以看出本发明的驱动方法是行之有效的。

图8是实例5kW工作时的稳态输入波形，其中通道1是B相输入电压，通道2是B相输入电流，通道3是C相输入电压，通道4是C相输入电流，实验结果表明采用本发明的驱动方法能实现VIENNA整流器中开关管的通断，实现了VIENNA整流器的单位功率因数。

从以上的描述可知，本发明所提出的一种新型的开关管控制脉冲驱动方法能安全可靠的工作，并具有以下优点：

(1)只需通过控制芯片内部的配置就可实现脉冲控制信号的均分，无需额外的硬件成本开销，故性价比高；

(2)能实现0～100％的占空比调节，能实现变化脉冲控制信号的驱动。

(3)本发明能应用在AC/DC，DC/AC，AC/AC和DC/DC功率变换器中，有助于变换器功率密度的提高。

本发明并不局限于上述实施例，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域的技术人员根据所公开的技术内容，不需要创造性的劳动就可以对其中的一些技术特征做出一些替换和变形，这些替换和变形均在本发明的保护范围内。

Claims

1.一种开关管控制脉冲的驱动方法，其特征在于：

数字控制芯片输出连接反相图腾柱，反相图腾柱连接到脉冲变压器原边绕组的两端，脉冲变压器副边有两个绕组，一组异名端相连作为输出驱动的地，另外一组异名端连接到或逻辑电路，或逻辑电路输出连接到分压电路，分压电路分压后连接到驱动芯片输入端，驱动芯片输出连接到功率开关管电路；

其驱动步骤在于：

数字控制芯片将目标脉冲控制信号分成两个相等脉宽的控制信号，经各自的反相图腾柱增强电流驱动能力后，再分别施加在脉冲变压器的原边绕组两端；所述脉冲变压器原边绕组两端的电平相异时，会为脉冲变压器励磁，且励磁电流的方向在一个开关周期内正反交替，且正、反向励磁时间与由数字控制芯片所生成的两个相等脉宽控制信号的时间相同，经过脉冲变压器隔离后，相应的副边绕组信号通过两个二极管构成的或逻辑电路相加，便得到和数字控制芯片中的目标脉冲控制信号具有相同宽度的脉冲信号。

2.根据权利要求1所述的一种开关管控制脉冲的驱动方法，其特征在于所述两个相等脉宽的控制信号生成的配置方法；在数字控制芯片中采用两组PWM模块，将这两个PWM模块载波模式均配置成增计数模式，且两组模块的时基相同，计数的峰值等于开关周期值PWM_PRD；PWM1_A由PWM1模块中的计数器值与本模块中的比较寄存器A中的值比较得到；PWM2_A由PWM2模块中的计数器值与本模块的比较寄存器A中的值和比较寄存器B中的值分别比较得到；PWM1模块的比较寄存器A赋值为D/2·PWM_PRD，D是目标脉冲控制信号的占空比；PWM2模块的比较寄存器A赋值为D/2·PWM_PRD，比较寄存器B赋值为D·PWM_PRD；当PWM1模块的计数器值小于其比较寄存器A中的值时，PWM1模块输出高电平，即PWM1_A为高电平；当PWM1模块的计数值大于其比较寄存器A中的值时，该PWM1模块输出低电平，即PWM1_A为低电平；当PWM2模块的计数值大于其比较寄存器A中的值时，且小于比较寄存器B中的值时，PWM2模块输出高电平，即PWM2_A为高电平；当PWM2模块的计数值小于其比较寄存器A中的值或者大于比较寄存器B中的值时，PWM2模块输出低电平，即PWM2_A为低电平。