CN105811057A - 平衡式宽带可调共模滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种平衡式宽带可调共模滤波器,包括：介质基板；第一金属层，其设置于所述介质基板的一面上，所述第一金属层上设置有一对差分微带传输线；第二金属层，其设置于所述介质基板的另一面上，所述第二金属层作为接地金属面，其上开设有至少一个槽线环谐振器；每一所述槽线环谐振器均由开设于所述第二金属层上的四条依次连通并沿着矩形的四边分布的槽线围成；所述差分微带传输线关于第一直线轴对称，槽线环谐振器均关于该第一直线在所述第二金属层上的投影轴对称。槽线环谐振器中平行于第一直线的一组相对的槽线的中间分别设置有一可变电容。实施本发明的技术方案，通过分别控制加载在槽线环谐振器上的两个可变电容的电容值，能使平衡式可调共模滤波器的共模阻带频率产生双向调节性能，从而抑制目标共模信号。

Description

平衡式宽带可调共模滤波器

技术领域

本发明涉及微波技术领域，尤其涉及一种平衡式宽带可调共模滤波器。

背景技术

在现代混合信号系统中，差分结构因为其固有的抗噪声，低串扰和低电磁干扰特性而被广泛的应用于电路设计中。在实际电路中，由于采样时滞或者沿差分路径信号的幅度不平衡等造成的共模噪声是不可避免的。如果处理不当，差分传输线中的一些微小的不对称会给高速电路系统中的电磁兼容性和信号完整性带来很大的影响。因此，在用于传输高速差分信号的设计中，具有宽带与深度的共模噪声抑制性能的滤波器吸引了极大地关注。例如，在一些非平面电路设计中，有利用铁氧体磁芯作为共模抑制核心元件以及基于低温共烧陶瓷(LTCC)技术等来设计的共模滤波器。但因前者的设计工作频段较低，体积庞大笨重而后者制作成本昂贵等因素，在某种程度上并不适合现今小尺寸低成本的电子电路系统。因此一些利用印刷电路板(PCB)技术制造的平面结构共模滤波器在电路体积，设计灵活度以及制作成本上更具有优势。

根据国内外文献报道，通常在这些滤波器设计中，在底层金属地上蚀刻几何结构来抑制共模噪声信号同时并不影响差分信号。但是为了能够在较宽的频带上抑制共模噪声信号，通常需要级联多个具有相同/不同尺寸的结构，这也导致了电路尺寸的增大。但是在这些共模滤波器设计中，频率可调技术和平衡式共模滤波器还没能较好的结合，如何设计具有宽带可调性能的平衡式共模滤波器这一问题没有明晰的解决方案。

发明内容

本发明实施例针对现有技术中平衡式宽带共模滤波器尺寸较大这一缺陷，提供一种用于传输高速差分信号的具有宽带可调性能的平衡式可调共模滤波器，在不需要级联多个谐振器的情况下抑制目标频率的共模噪声信号，从而减小电路尺寸。

本发明实施例提供一种平衡式宽带可调共模滤波器,包括：

介质基板；

第一金属层，其设置于所述介质基板的一面上，所述第一金属层上设置有一对差分微带传输线；

第二金属层，其设置于所述介质基板的另一面上，所述第二金属层作为接地金属面，其上开设有至少一个槽线环谐振器；

每一所述槽线环谐振器由开设于所述第二金属层上的四条依次连通并沿着矩形的四边分布的槽线围成；所述一对差分微带传输线关于第一直线轴对称。所述槽线环谐振器关于该第一直线在所述第二金属层上的投影轴对称。所述槽线环谐振器中平行于第一直线的一组相对的边的中间分别设置有一可变电容，且所述两个可变电容的参数型号不同。

在本发明优选实施例所述的平衡式宽带可调共模滤波器中，所述槽线环谐振器的数量为一个及三个，且该三个槽线环谐振器沿着第一直线在该第二金属层上的投影分布。

在本发明优选实施例所述的平衡式宽带可调共模滤波器中，所述闭合槽线环谐振器为矩形或者其他呈中心对称的几何图形。

在本发明优选实施例所述的平衡式宽带可调共模滤波器中，所述可变电容由一变容二极管和一隔直电容串联组成。

在本发明优选实施例所述的平衡式宽带可调共模滤波器中，所述变容二极管为具有电容可变功能的半导体二极管或三极管。

本发明提供的平衡式宽带可调共模滤波器通过设置该槽线环谐振器在差分传输线的正下方的金属地上，并分别控制槽线环谐振器上的两个可变电容的电容值，能够在抑制了目标频段共模信号的同时不影响差分信号。得益于该槽线环谐振器的双向可调能力，且不需级联多个具有不同尺寸的谐振器，该平衡式宽带可调共模滤波器的共模阻带频率调节范围可以从0.78GHz变化到1.52GHz。从而较好的将宽带可调性能与平衡式宽带共模滤波器相结合，并缩小了电路尺寸。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是本发明优选实施例中的平衡式宽带可调共模滤波器的整体结构侧面结构示意图；

图2是图1所示实施例中一阶平衡式宽带可调共模滤波器的平面透视结构示意图；

图3是图2所示实施例中所提出的槽线环谐振器的偶模等效电路图；

图4是图2所示实施例中所提出的槽线环谐振器的奇模等效电路图；

图5A是图2所示实施例中所提出的槽线环谐振器的偶模与奇模谐振频率与电容C_v2的关系图(C_v1＝30pF保持不变)；

图5B是图2所示实施例中所提出的槽线环谐振器的偶模与奇模谐振频率与电容C_v1的关系图(C_v2＝0pF保持不变)；

图6是图2所示实施例中使用的可调电容在测试时的等效电路图；

图7是图2所示实施例中一阶平衡式宽带可调共模滤波器的仿真与实测频率响应曲线图；

图8是图1所示实施例中三阶平衡式宽带可调共模滤波器的平面透视结构示意图；

图9是图8所示实施例中三阶平衡式宽带可调共模滤波器的仿真与实测频率响应曲线图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的首选实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使本发明的公开内容更加透彻全面。

如图1所示，并同时参照图2，在本发明的一优选实施例中，该平衡式宽带可调共模滤波器包括：

介质基板10；

第一金属层20，其设置于所述介质基板10的一面上，所述第一金属层20上设置有一对差分微带传输线21；

第二金属层30，其设置于所述介质基板10的另一面上，所述第二金属层30作为接地金属面，其上开设有至少一个槽线环谐振器31。

其中，每一所述槽线环谐振器31均由开设于所述第二金属层30上的四条依次连通并沿着矩形的四边分布的槽线311围成，该四条槽线311均大致呈矩形状。应当说明的是，闭合的槽线环谐振器31连接成矩形，这只是本发明的一个实施例，并不用于限制本发明的范围，槽线311也可以连接成圆形或者其他成中心对称的闭合几何图形。所述一对差分微带传输线21关于第一直线轴对称，每一槽线环谐振器31均关于该第一直线在所述第二金属层30上的投影轴对称，该槽线环谐振器一组相对的槽线311的中间分别设置有一可变电容312，并命名为C_v1和C_v2，他们的参数型号不相同。

本发明提供的平衡式宽带可调共模滤波器通过设置在第二金属层30上的具有宽带可调能力的槽线环谐振器31，并且分别控制槽线环谐振器31上的两个可变电容312，C_v1和C_v2的电容值，能够在抑制了目标频段共模信号的同时不影响差分信号。得益于槽线环谐振器31的宽带可调能力，该宽带可调共模滤波器的阻带中心频率可以从0.78GHz调节到1.52GHz(相对可调范围大约64.3％)。因此较好的将宽带可调性能与平衡式宽带共模滤波器相结合，并缩小了电路尺寸。

下面详细说明该平衡式宽带可调共模滤波器的工作原理。首先对该滤波器使用的槽线环谐振器31进行奇偶模分析。因为槽线作为一种类型传输线，我们利用一般传输线谐振器模型来等效代替该槽线环谐振器31进行研究。

A.偶模分析

当进行偶模激励时，可以得到如图3所示的槽线环谐振器31的偶模等效电路。其中Y_i和θ_i(i＝1or2)分别表示该阶跃宽度槽线环谐振器31的特性导纳与电长度。输入导纳Y_even可以表示为：

$Y_{even}=Y_1\frac{Y_L+{\mathrm{jY}}_1{\mathrm{tan\θ}}_1}{Y_L+{\mathrm{jY}}_L{\mathrm{tan\θ}}_1}+{\mathrm{jY}}_2\frac{Y_2{\mathrm{\ωC}}_{v2}{\mathrm{tan\θ}}_2-2}{2{\mathrm{tan\θ}}_2+Y_2{\mathrm{\ωC}}_{v2}}---\left(1\right)$

$Y_L={\mathrm{jY}}_2\frac{Y_2{\mathrm{\ωC}}_{v1}{\mathrm{tan\θ}}_2-2}{Y_2{\mathrm{\ωC}}_{v1}+2{\mathrm{tan\θ}}_2}---\left(2\right)$

根据谐振条件，当输入导纳的虚部为零时，也就是Im{Y_even}＝0，可以得到偶模谐振频率f_even(包括偶模谐波f_even2在内)，它们可以通过调节C_v1和C_v2的值来进行调节。为了简化分析，该槽线环谐振器的偶模初始状态定义为C_v1＝∞,C_v2＝0(也就是C_v1端短路，C_v2端开路)。因此，图3偶模等效电路可以被看做是一端短路的四分之波长(λ/4)谐振器。此时由公式(1)和(2)得出的最低频的偶模谐振频率f_even1(等价于基波谐振频率f_fund)并被定义为初始状态f₀。直观地，当可变电容C_v2增加而C_v1保持最大值不变时，该槽线环谐振器偶模谐振频率f_even会向低频移动；当可变电容C_v1减小而C_v2保持最小值不变时，f_even会向高频移动。因此f_even可以被双向调节，从而得到一个宽带的连续可调范围。总之，该槽线环谐振器31的基波频率f_fund可调范围大约是通常可调谐振器的两倍。

B.奇模分析

当进行奇模激励时，可以得到如图4所示槽线环谐振器31的奇模等效电路。因为加载可变电容的位置电压为零，等效短路。所以在图4的奇模等效电路中可变电容312可以被忽略掉。其输入导纳Y_odd可以表示为：

$Y_{odd}={\mathrm{jY}}_1\frac{Y_2{\mathrm{tan\θ}}_2+Y_1{\mathrm{tan\θ}}_1}{Y_1-Y_2{\mathrm{tan\θ}}_1\·{\mathrm{tan\θ}}_2}+{\mathrm{jY}}_2{\mathrm{tan\θ}}_2---\left(3\right)$

根据谐振条件，当Im{Y_odd}＝0，可以得到最低的奇模谐振频率f_odd1，并且C_v1和C_v2都不会对f_odd1产生影响。

综上所述，通过分别合理调节两个可变电容312的电容值，偶模基波谐振频率f_fund可以以槽线环谐振器初始状态下谐振频率f₀为中心进行双向调节，如图5所示。并且在f_fund的调节范围内没有其他谐波出现，这对于应用来说是非常有意义的。

根据公式(1)和(2)可以发现，本发明提出的谐振器的基波调谐性能与其导纳比(也就是槽线宽度比)以及电长度比相关。为了便于描述，我们分别定义了宽度比W_Y＝W₂/W₁和电长度比u＝2θ₂/(θ₁+2θ₂)。而f_fund的调节范围定义为：

$T=\frac{\mathrm{\Δ}f}{(f_{max}+f_{\min })/2}---\left(4\right)$

其中f_max和f_min分别表示可调范围中最高和最低的频率。Δf表示的是f_max和f_min之间的频率差，代表所提出的槽线环谐振器31的绝对调节范围。表I和表II总结了所提出的变容二极管负载的槽线环谐振器的基波f_fund调节性能。表中C_v1的值从2.4pF增加到10pF，C_v2的值从0.4pF增加到1.5pF，这两个范围均已达到之后实际电路制作时使用的可变电容可达到的调节极限。从表I和表II中可以看出，当槽线环谐振器的周长固定的时候，W_Y和u可以被用来控制初始状态的f₀，f_max和f_min。当W_Y和u越大时，频率可调范围就越大。同时，当W_Y或者u增加时，f₀，f_max和f_min均向低频移动，也就是说在整体尺寸不变的情况下可以得到更低的频率，进一步缩小了尺寸。

此时，可以分别利用初始状态f₀和频率调节范围(T)与宽度比W_Y和电长度比u的关系来设计槽线环谐振器31的尺寸。

综合以上分析，取W_Y＝4，u＝0.73作为实施例，设计了一阶与三阶平衡式宽带可调共模滤波器，并对它们进行了仿真与测试。

表I

当C_v2从0.4增加到1.5pF，C_v1从2.4增加到10pF而u＝0.73保持不变时f_fund的频率调节范围

表II

当C_v2从0.4增加到1.5pF，C_v1从2.4增加到10pF而W_Y＝4保持不变时f_fund的频率调节范围

图2给出了所设计的一阶平衡式宽带可调共模滤波器的正面透视图，它是由第一金属层20的一对差分微带传输线21与蚀刻在其正下方第二金属层30上的槽线环谐振器31组成。一对可变电容312，C_v1和C_v2(由一个隔直电容C_ai和一个变容二极管C_bi串联构成,i＝1或2，如图6所示。当然还可以采用其他形式的可变电容)分别加载在槽线311及其相对边的中间。因为在差分传输线正下方第二金属层30上蚀刻人工结构几乎对通过该差分传输线的差分信号没有影响，然而却可以显著影响其上通过的共模信号，并且作为一个带阻结构，该槽线环谐振器可以抑制目标频段上的共模信号。

具体地，本发明采用的介质基板10的型号为Rogers4003c，其相对介电常数是3.38，损耗角正切是0.0027，厚度是32mil。根据共模信号的目标阻带中心频率f_c(相当于是槽线环谐振器31的基波频率f_fund)调节范围从0.8到1.5GHz，并且考虑紧凑的电路尺寸，可以确定参数a＝22mm,b＝8mm.W_Y＝4(W₁＝1mm,W₂＝4mm)和u＝0.73。而差分传输线的几何尺寸是W₃＝1.3mm,g＝1.5mm和L＝38mm。对于变容二极管的选择，众所周知，所使用的可变电容的可变范围决定了谐振器的频率可调范围。因此，图6中的可变电容C_v1和C_v2应该有较宽的变化范围。同时，本设计中的变容二极管的选择还应该遵守槽线环谐振器31的工作原理，也就是，初始状态时最大的C_v1max可以使得加载C_v1的位置相当于短路，初始状态的最小C_v2min可以使得加载C_v2的位置相当于开路。在全面考虑这两个因素之后，我们选择东芝公司型号为ISV232(可变范围为2.9到30pF)的变容二极管来代替C_b1而隔直电容C_a1被选为15pF；东芝公司型号为JDV2S71E(可变范围为0.57到6.6pF)的变容二极管来代替C_b2而隔直电容C_a2被选为2pF。在图6的可变电容等效电路图中，偏置电阻R用来隔离射频信号与直流源。

具体的可变电容值可用下面公式来表示：

图7示出了本发明中一阶平衡式宽带可调共模滤波器的实测频率响应曲线图。由图可知，初始状态下，也就是V₁＝0V和V₂＝30V，共模阻带基波频率f_fund＝f₀＝1.13GHz。当V₁＝0V固定，减小V₂(30V→0V)，f_fund从1.13GHz下降至0.78GHz；另一方面，当V₂＝0V固定，增大V₁(0V→30V)，f_fund从1.13GHz向高频移动至1.52GHz。总的调谐范围达到0.95个倍频程(0.78GHz→1.52GHz)。并且在这个频率可调范围内的共模抑制水平均大于17dB。可以从图7测试结果中看出，差分信号S_dd21的信号强度在工作频段内几乎没有减弱，最大衰减强度为0.4dB，这证明了所加载的槽线环谐振器31不会对差分信号有较大影响。

当然，如图8所示为本发明所述实施例中的三阶平衡式宽带可调共模滤波器，其中三个槽线环谐振器31沿着第一直线在第二金属层30上的投影分布，且相邻两个所述槽线环谐振器31之间的间隔距离均为s＝9mm，每一所述差分微带传输线21的长度为L＝95mm。给出该三阶共模滤波器的目的在于证明所提出的宽带可调槽线环谐振器可用于设计高阶共模可调滤波器以得到更好的性能。

图9示出了本发明中三阶宽带可调共模滤波器的实测频率响应曲线图。同样的，初始状态下，也就是V₁＝0V和V₂＝30V，共模阻带基波频率f_fund＝f₀＝1.13GHz。当V₁＝0V固定，减小V₂(30V→0V)，f_fund从1.13GHz下降至0.78GHz；另一方面，当V₂＝0V固定，增大V₁(0V→30V)，f_fund从1.13GHz向高频移动至1.52GHz。总的调谐范围达到0.95个倍频程(0.78GHz→1.52GHz)。同样地，在这个频率可调范围内的共模抑制水平均大于25dB。可以从图9测试结果中看出，差分信号S_dd21的信号强度在工作频段内几乎没有减弱，最大衰减强度为0.7dB，这同样证明了所加载的三个槽线环谐振器31不会对差分信号有较大影响并且共模抑制性能得到提升。

综上所述，以上所述仅为本发明的优选实施例而已，但并非用以限制本发明，本领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与润饰，因此本发明的保护范围以权利要求界定的范围为准。

Claims (5)

1.一种平衡式宽带可调共模滤波器,其特征在于，包括：

介质基板；

第一金属层，其设置于所述介质基板的一面上，所述第一金属层上设置有一对差分微带传输线；

第二金属层，其设置于所述介质基板的另一面上，所述第二金属层作为接地金属面，其上开设有至少一个槽线环谐振器；

每一所述槽线环谐振器由开设于所述第二金属层上的四条依次连通并沿着矩形的四边分布的槽线围成；

所述一对差分微带传输线关于第一直线轴对称。

所述槽线环谐振器关于该第一直线在所述第二金属层上的投影轴对称。

所述槽线环谐振器中平行于第一直线的一组相对的边的中间分别设置有一可变电容。

2.根据权利要求1所述的平衡式宽带可调共模滤波器，其特征在于，所述闭合槽线环谐振器为矩形或者其他呈中心对称的几何图形。

3.根据权利要求1所述的平衡式宽带可调共模滤波器，其特征在于，所述槽线环谐振器的数量为一个或多个。且所述一个或多个槽线环谐振器沿着第一直线在该第二金属层上的投影分布。

4.根据权利要求1所述的平衡式宽带可调共模滤波器，其特征在于，所述可变电容由变容二极管和隔直电容串联形成。

5.根据权利要求1所述的平衡式宽带可调共模滤波器，其特征在于，所述变容二极管为具有电容可变功能的半导体二极管或三极管。