CN105721110A - 基于信噪比加权的ofdm系统非线性解映射方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法，用于获得OFDM系统的接收数据信号进行解码所需的软判决信息，该方法为：根据接收数据信号中各子载波的信道系数和信号的整体信噪比计算出各子载波的绝对信噪比；基于绝对信噪比和信号的基准信噪比计算出各子载波的非线性解映射曲线；由接收数据信号的各符号中各子载波的信道均衡数据经过经信噪比加权的非线性解映射曲线映射得到信噪比加权量化值，进而映射得到软判决信息。采用本发明的基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法能够获得精度更高、可靠性更高的软判决信息，该信息用于解码时能够提高接收机的解码性能，尤其是在深衰落信道下的接收机性能。

Description

基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法

技术领域

本发明涉及到OFDM系统进行解映射的方法，尤其适用于类似802.11n系统进行解映射的方法。

背景技术

OFDM系统中，解映射模块的功能是将信道均衡后的数据映射到相应的星座图中，从而解调出正确的bit信息。OFDM系统通常利用卷积码进行编码，而卷积码的最佳译码方法是Viterbi算法，理论上讲，Viterbi算法的软判决较硬判决算法有一定的性能提升，软判决译码算法需要输入包含最大似然信息的量化信息，即均衡后的数据在星座图对应各bit位是1还是0的置信度，这种置信度通常通过接收数据点与0或1之间的欧式距离来表征。因此，解映射模块需要计算出各bit数据的软判决信息，提供给译码模块。

在无线衰落信道中，各子载波频点的衰落程度是不同的，频点衰落越大，信道估计的结果以及均衡后数据的可信度就越低，而衰落较小的频点，数据的可信度较高。通常，接收端根据载波信道系数的强弱对软判决信息进行加权，但是，基于信道系数强弱的可信度权重是相对权重，而与整体信噪比无关，这就使得加权后的数据可信度不高，信号整体信噪比大时，加权后的数据可信度过低，此时接收机的误包率将存在平台效应。

因此，为了提高深衰落信道下的接收机性能，需要一种精度更高的解映射算法用以提高衰落信道下映射软判决信息的可靠性。

发明内容

本发明的目的是提供一种OFDM系统接收机中基于信噪比的非线性解映射方法，精确计算软判决信息，用于提高接收机的整体解码性能。。

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：

一种基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法，用于获得OFDM系统的接收数据信号进行解码所需的软判决信息，所述方法为：根据所述接收数据信号中各子载波的信道系数和所述信号的整体信噪比计算出各所述子载波的绝对信噪比；基于所述绝对信噪比和所述信号的基准信噪比计算出各所述子载波经信噪比加权的非线性解映射曲线；由所述接收数据信号的各符号中各子载波的信道均衡数据经过所述经信噪比加权的非线性解映射曲线映射得到信噪比加权量化值，进而映射得到所述软判决信息。

所述方法通过以下步骤实现：

步骤一：根据信道估计得到的所述信道系数计算各所述子载波的信号强度相对值CPR_dB(i)，根据所述信号的整体信噪比SNR_mean和所述信号强度相对值CPR_dB(i)计算各所述子载波的绝对信噪比CSNR(i)，其中i表示第i个所述子载波；

步骤二：根据所述绝对信噪比CSNR(i)、所述信号的基准信噪比SNR_std和基准非线性映射曲线demap_val(x_mag)计算得到所述经信噪比加权的非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))，x_mag为比特数据对应的归一化幅度值；

步骤三：将所述接收数据信号经过信道均衡后的第m个OFDM符号的第i个子载波的I、Q两路数据分开，由I路/Q路的数据归一化值data_I(m,i)/data_Q(m,i)分别计算得到所述I路/Q路的各所述子载波的各比特的软判决值并进一步得到所述I路/Q路的软判决信息：

计算得到所述I路的软判决信息包括以下步骤：

步骤A：对采用任意调制方式的所述OFDM系统，基于所述I路的第1比特的幅度值I_mag1(m,i)，经过所述加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到所述I路第1比特的信噪比加权量化值value_I1(m,i)，再根据所述I路第1比特的符号I_sgn1(m,i)和所述信噪比加权量化值value_I1(m,i)计算得到所述I路第1比特的软判决值soft_value_I1(m,i)；

步骤B：对采用16QAM或64QAM调制方式的所述OFDM系统，基于所述I路第2比特的幅度值I_mag2(m,i)，经过所述加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到所述I路第2比特的信噪比加权量化值value_I2(m,i)，再根据所述I路第2比特的符号I_sgn2(m,i)和所述信噪比加权量化值value_I2(m,i)计算得到所述I路第2比特的软判决值soft_value_I2(m,i)，采用BPSK或QPSK调制方式的所述OFDM系统的I路第2比特的软判决值soft_value_I2(m,i)为空；

步骤C：对采用64QAM调制方式的所述OFDM系统，基于所述I路第3比特的幅度值I_mag3(m,i)，经过所述加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到所述I路第3比特的信噪比加权量化值value_I3(m,i)，再根据所述I路第3比特的符号I_sgn3(m,i)和所述信噪比加权量化值value_I3(m,i)计算得到所述I路第3比特的软判决值soft_value_I3(m,i)；采用BPSK、QPSK或16QAM调制方式的所述OFDM系统的I路第3比特的软判决值soft_value_I3(m,i)为空；

步骤D：则所述I路的软判决信息

soft_value_I(m,i)＝[soft_value_I1(m,i),soft_value_I2(m,i),soft_value_I3(m,i)]；

对采用BPSK调制方式的所述OFDM系统，其所述Q路的软判决信息soft_value_Q(m,i)为空；

对采用QPSK、16QAM或64QAM调制方式的所述OFDM系统计算得到所述Q路的软判决信息包括以下步骤：

步骤a：对采用QPSK、16QAM或64QAM调制方式的所述OFDM系统，基于所述Q路的第1比特的幅度值Q_mag1(m,i)，经过所述加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到所述Q路第1比特的信噪比加权量化值value_Q1(m,i)，再根据所述Q路第1比特的符号Q_sgn1(m,i)和所述信噪比加权量化值value_Q1(m,i)计算得到所述Q路第1比特的软判决值soft_value_Q1(m,i)；

步骤b：对采用16QAM或64QAM调制方式的所述OFDM系统，基于所述Q路第2比特的幅度值Q_mag2(m,i)，经过所述加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到所述Q路第2比特的信噪比加权量化值value_Q2(m,i)，再根据所述Q路第2比特的符号Q_sgn2(m,i)和所述信噪比加权量化值value_Q2(m,i)计算得到所述Q路第2比特的软判决值soft_value_Q2(m,i)，采用QPSK调制方式的所述OFDM系统的Q路第2比特的软判决值soft_value_Q2(m,i)为空；

步骤c：对采用64QAM调制方式的所述OFDM系统，基于所述Q路第3比特的幅度值Q_mag3(m,i)，经过所述加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到所述Q路第3比特的信噪比加权量化值value_Q3(m,i)，再根据所述Q路第3比特的符号Q_sgn3(m,i)和所述信噪比加权量化值value_Q3(m,i)计算得到所述Q路第3比特的软判决值soft_value_Q3(m,i)；采用QPSK或16QAM调制方式的所述OFDM系统的Q路第3比特的软判决值soft_value_Q3(m,i)为空；

步骤d：则所述Q路的软判决信息

soft_value_Q(m,i)＝[soft_value_Q1(m,i),soft_value_Q2(m,i),soft_value_Q3(m,i)]；

步骤四：所述接收数据信号的第m个OFDM符号的第i个子载波数据的软判决信息soft_value(m,i)＝[soft_value_I(m,i),soft_value_Q(m,i)]。

所述步骤一中，所述信号强度相对值CPR_dB(i)＝10*log10(|H_coef(i)|²)，其中，H_coef(i)为第i个所述子载波的所述信道系数。

所述步骤一中，所述绝对信噪比CSNR(i)＝CPR_dB(i)+SNR_mean。

所述步骤一中，所述整体信噪比SNR_mean＝SigPower_dB-NoisePower_dB，其中，SigPower_dB为所述接收数据信号的强度，NoisePower_dB为平均底噪强度。

所述步骤二中，所述基准非线性映射曲线demap_val(x_mag)采用三折线近似，为：

$demap\_val(x\_mag)=\left\{\begin{array}{cc}x\_mag,& 0\&le;x\_mag<0.3\\ 0.3+1/2*(x\_mag-0.3),& 0.3\&le;x\_mag<0.6\\ 0.45+1/8*(x\_mag-0.6),& 0.6\&le;x\_mag\end{array}\right..$

所述步骤二中，所述经信噪比加权的非线性解映射曲线

$wght\_val(x\_mag,CSNR(i\left)\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& demap\_val(x\_mag)*{\mathrm{\&delta;}}^{CSNR\left(i\right)-SNR\_std}>0.5\\ 0.5+demap\_val(x\_mag)*{\mathrm{\&delta;}}^{CSNR\left(i\right)-SNR\_std},& else\end{array}\right.$

其中，δ为大于1并小于1.2的常数，x_mag为比特数据对应的归一化幅度值。

采用BPSK调制方式时，基准信噪比SNR_std＝-2dB；采用QPSK调制方式时，基准信噪比SNR_std＝0dB；采用16QAM调制方式时，基准信噪比SNR_std＝8dB；采用64QAM调制方式时SNR_std＝14dB。

所述步骤三中，所述I路第1比特的符号

$I\_sgn1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& data\_I(m,i)\&GreaterEqual;0\\ -1,& data\_I(m,i)<0\end{array}\right.$

所述I路第1比特的幅度值

I_mag1(m,i)＝|data_I(m,i)|；

所述I路第2比特的符号

$I\_\mathrm{sgn}2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& I\_mag1(m,i)-V2\&GreaterEqual;0\\ -1,& I\_mag1(m,i)-V2<0\end{array}\right.$

所述I路第2比特的幅度值

I_mag2(m,i)＝|I_mag(m,i)-V2|；

调制方式为16QAM时，V2＝2，调制方式为64QAM时，V2＝4；

所述I路第3比特的符号

$I\_\mathrm{sgn}3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& I\_mag1(m,i)-6\&GreaterEqual;0,I\_\mathrm{sgn}2=1\\ -1,& I\_mag1(m,i)-6<0,I\_\mathrm{sgn}2=1\\ 1,& I\_mag1(m,i)-2\&GreaterEqual;0,I\_\mathrm{sgn}2=-1\\ -1,& I\_mag1(m,i)-2<0,I\_\mathrm{sgn}2=-1\end{array}\right.$

所述I路第3比特的幅度值

$I\_mag3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}|I\_mag1(m,i)-6|,& I\_\mathrm{sgn}2=1\\ |I\_mag1(m,i)-2|,& I\_\mathrm{sgn}2=-1\end{array}\right.;$

所述步骤三中，所述Q路第1比特的符号

$Q\_sgn1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& data\_Q(m,i)\&GreaterEqual;0\\ -1,& data\_Q(m,i)<0\end{array}\right.$

所述Q路第1比特的幅度值

Q_mag1(m,i)＝|data_Q(m,i)|；

所述Q路第2比特的符号

$Q\_sgn2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& Q\_mag1(m,i)-V2\&GreaterEqual;0\\ -1,& Q\_mag1(m,i)-V2<0\end{array}\right.$

所述Q路第2比特的幅度值

Q_mag2(m,i)＝|Q_mag(m,i)-V2|；

调制方式为16QAM时，V2＝2，调制方式为64QAM时，V2＝4；

所述Q路第3比特的符号

$Q\_\mathrm{sgn}3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& Q\_mag1(m,i)-6\&GreaterEqual;0,Q\_\mathrm{sgn}2=1\\ -1,& Q\_mag1(m,i)-6<0,Q\_\mathrm{sgn}2=1\\ 1,& Q\_mag1(m,i)-2\&GreaterEqual;0,Q\_\mathrm{sgn}2=-1\\ -1,& Q\_mag1(m,i)-2<0,Q\_\mathrm{sgn}2=-1\end{array}\right.$

所述Q路第3比特的幅度值

$Q\_mag3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}|Q\_mag1(m,i)-6|,& Q\_\mathrm{sgn}2=1\\ |Q\_mag1(m,i)-2|,& Q\_\mathrm{sgn}2=-1\end{array}\right..$

所述步骤三中，所述I路第1比特的信噪比加权量化值

value_I(m,i)＝[wght_val(I_mag(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]

其中，[]为四舍五入取整操作，N_bits为所述软判决信息的位数，量化值2^N_bits-1是bit＝1的最大似然值，量化值1是bit＝0的最大似然值；

当I_sgn1(m,i)＝1时，所述I路第1比特的软判决值

$soft\_value\_I1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_I1(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_I1(m,i),& else\end{array}\right.$

当I_sgn1(m,i)＝-1时，所述I路第1比特的软判决值

$soft\_value\_I1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_I1(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_I1(m,i),& else\end{array}\right.;$

所述I路第2比特的信噪比加权量化值

value_I2(m,i)＝[wght_val(I_mag2(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]

当I_sgn2(m,i)＝1时，所述Ⅰ路第2比特的软判决值

$soft\_value\_I2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_I2(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_I2(m,i),& else\end{array}\right.$

当I_sgn2(m,i)＝-1时，所述Ⅰ路第2比特的软判决值

$soft\_value\_I2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_I2(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_I2(m,i),& else\end{array}\right.;$

所述I路第3比特的信噪比加权量化值

value_I3(m,i)＝[wght_val(I_mag3(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]；

当I_sgn2(m,i)＝1,I_sgn3(m,i)＝1或者I_sgn2(m,i)＝0,I_sgn3(m,i)＝0时，所述I路第3比特的软判决值

$soft\_value\_I3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_I3(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_I3(m,i),& else\end{array}\right.$

当I_sgn2(m,i)＝1,I_sgn3(m,i)＝0或者I_sgn2(m,i)＝0,I_sgn3(m,i)＝1时，所述I路第3比特的软判决值

$soft\_value\_I3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_I3(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_I3(m,i),& else\end{array}\right.;$

所述步骤三中，所述Q路第1比特的信噪比加权量化值

value_Q(m,i)＝[wght_val(Q_mag(m,i),CSNR(i))*2^N_^bits]

其中，[]为四舍五入取整操作，N_bits为所述软判决信息的位数，量化值2^N_^bits-1是bit＝1的最大似然值，量化值1是bit＝0的最大似然值；

当Q_sgn1(m,i)＝1时，所述Q路第1比特的软判决值

$soft\_value\_Q1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_Q1(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_Q1(m,i),& else\end{array}\right.$

当Q_sgn1(m,i)＝-1时，所述Q路第1比特的软判决值

$soft\_value\_Q1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_Q1(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_Q1(m,i),& else\end{array}\right.;$

所述Q路第2比特的信噪比加权量化值

value_Q2(m,i)＝[wght_val(Q_mag2(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]

当Q_sgn2(m,i)＝1时，所述Q路第2比特的软判决值

$soft\_value\_Q2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_Q2(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_Q2(m,i),& else\end{array}\right.$

当Q_sgn2(m,i)＝-1时，所述Q路第2比特的软判决值

$soft\_value\_Q2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_Q2(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_Q2(m,i),& else\end{array}\right.;$

所述Q路第3比特的信噪比加权量化值

value_Q3(m,i)＝[wght_val(Q_mag3(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]；

当Q_sgn2(m,i)＝1,Q_sgn3(m,i)＝1或者Q_sgn2(m,i)＝0,Q_sgn3(m,i)＝0时，所述Q路第3比特的软判决值

$soft\_value\_Q3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_Q3(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_Q3(m,i),& else\end{array}\right.$

当Q_sgn2(m,i)＝1,Q_sgn3(m,i)＝0或者Q_sgn2(m,i)＝0,Q_sgn3(m,i)＝1时，所述Q路第3比特的软判决值

$soft\_value\_Q3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_Q3(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_Q3(m,i),& else\end{array}\right..$

由于上述技术方案运用，本发明与现有技术相比具有下列优点：采用本发明的基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法能够获得精度更高、可靠性更高的软判决信息，该信息用于解码时能够提高接收机的解码性能，尤其是在深衰落信道下的接收机性能。

附图说明

附图1为OFDM系统接收端解映射模块的结构框图。

附图2为本发明中4种调制方式下I路或Q路各bit的解映射图。

附图3为本发明中64QAM调制中I路或Q路的bit1在不同信噪比下的非线性解映射曲线。

具体实施方式

下面结合附图所示的实施例对本发明作进一步描述。

一种用于获得OFDM系统的接收数据信号进行解码所需的软判决信息的基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法，为：根据接收数据信号中各子载波的信道系数和信号的整体信噪比计算出各子载波的绝对信噪比；基于绝对信噪比和信号的基准信噪比计算出各子载波经信噪比加权的非线性解映射曲线；由接收数据信号的各符号中各子载波的信道均衡数据经过经信噪比加权的非线性解映射曲线映射得到信噪比加权量化值，得到经过信号均衡之后的信噪比加权量化值，进而映射得到软判决信息。

802.11n的OFDM系统接收机种对应的解映射模块的结构框图如图1所示，在信道估计模块得到信道系数后，接收信号经过信道均衡，得到归一化接收均衡数据，该数据再经过解映射模块分别得到I路和Q路数据的各比特的软判决信息，软判决比特数据流输入解码模块进行软判决解码。系统中数据调制方式包括BPSK、QPSK、16QAM和64QAM四种，四种调制方式对应的I路中比特位数分别为1、1、2、3，四种调制方式对应的Q路中比特位数分别为0、1、2、3，各调制方式中比特位的解映射曲线如图2所示。

以下本实例中，以802.11n中OFDM系统的64QAM调制为例，接收端对应解映射的具体步骤如下。

步骤一：根据信道估计得到的信道系数计算各子载波的信号强度相对值

CPR_dB(i)＝10*log10(|H_coef(i)|²)

其中，H_coef(i)为第i个子载波的信道系数。

根据信号的整体信噪比SNR_mean和信号强度相对值CPR_dB(i)计算各子载波的绝对信噪比

CSNR(i)＝CPR_dB(i)+SNR_mean

其中i表示第i个子载波。整体信噪比SNR_mean＝SigPower_dB-NoisePower_dB，其中，SigPower_dB为接收数据信号的强度，NoisePower_dB为平均底噪强度。

步骤二：根据绝对信噪比CSNR(i)、信号的基准信噪比SNR_std和基准非线性映射曲线demap_val(x_mag)计算得到经信噪比加权的非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))：

$wght\_val(x\_mag,CSNR(i\left)\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& demap\_val(x\_mag)*{\mathrm{\&delta;}}^{CSNR\left(i\right)-SNR\_std}>0.5\\ 0.5+demap\_val(x\_mag)*{\mathrm{\&delta;}}^{CSNR\left(i\right)-SNR\_std},& else\end{array}\right.$

其中，δ为大于1并小于1.2的常数，x_mag为比特数据对应的归一化幅度值。

不同的调制方式，该非线性解映射曲线对应不同的基准信噪比，采用BPSK调制方式时，基准信噪比SNR_std＝-2dB；采用QPSK调制方式时，基准信噪比SNR_std＝0dB；采用16QAM调制方式时，基准信噪比SNR_std＝8dB；采用64QAM调制方式时SNR_std＝14dB。因此，本实施例中采用64QAM调制方式时SNR_std＝14dB。而基准非线性映射曲线demap_val(x_mag)采用三折线近似，为：

$demap\_val(x\_mag)=\left\{\begin{array}{cc}x\_mag,& 0\&le;x\_mag<0.3\\ 0.3+1/2*(x\_mag-0.3),& 0.3\&le;x\_mag<0.6\\ 0.45+1/8*(x\_mag-0.6),& 0.6\&le;x\_mag\end{array}\right..$

步骤三：将接收数据信号经过信道均衡后的第m个OFDM符号的第i个子载波的I、Q两路数据分开，由I路/Q路的数据归一化值data_I(m,i)/data_Q(m,i)分别计算得到I路/Q路的各子载波的各比特的软判决值并进一步得到I路/Q路的软判决信息。

计算得到I路的软判决信息包括以下步骤：

步骤A：对采用任意调制方式的OFDM系统，基于I路第1比特的幅度值I_mag1(m,i)，经过加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，，得到I路第1比特的信噪比加权量化值value_I1(m,i)。再根据I路第1比特的符号I_sgn1(m,i)和信噪比加权量化值value_I1(m,i)计算得到I路第1比特的软判决值soft_value_I1(m,i)。

I路第1比特的符号

$I\_\mathrm{sgn}1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& data\_I(m,i)\&GreaterEqual;0\\ -1,& data\_I(m,i)<0\end{array}\right.$

I路第1比特的幅度值

I_mag1(m,i)＝|data_I(m,i)|。

I路第1比特的信噪比加权量化值

value_I(m,i)＝[wght_val(I_mag(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]

其中，[]为四舍五入取整操作，N_bits为软判决信息的位数，量化值2^N_bits-1是bit＝1的最大似然值，量化值1是bit＝0的最大似然值；

当I_sgn1(m,i)＝1时，I路第1比特的软判决值

$soft\_value\_I1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_I1(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_I1(m,i),& else\end{array}\right.$

当I_sgn1(m,i)＝-1时，I路第1比特的软判决值

$soft\_value\_I1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_I1(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_I1(m,i),& else\end{array}\right..$

步骤B：对采用16QAM或64QAM调制方式的OFDM系统，基于I路第2比特的幅度值I_mag2(m,i)，经过加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到I路第2比特的信噪比加权量化值value_I2(m,i)，再根据I路第2比特的符号I_sgn2(m,i)和信噪比加权量化值value_I2(m,i)计算得到I路第2比特的软判决值soft_value_I2(m,i)。

I路第2比特的符号

$I\_\mathrm{sgn}2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& I\_mag1(m,i)-V2\&GreaterEqual;0\\ -1,& I\_mag1(m,i)-V2<0\end{array}\right.$

I路第2比特的幅度值

I_mag2(m,i)＝|I_mag(m,i)-V2|。

调制方式为16QAM时，V2＝2，调制方式为64QAM时，V2＝4。

I路第2比特的信噪比加权量化值

value_I2(m,i)＝[wght_val(I_mag2(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]

当I_sgn2(m,i)＝1时，I路第2比特的软判决值

$soft\_value\_I2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_I2(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_I2(m,i),& else\end{array}\right.$

当I_sgn2(m,i)＝-1时，I路第2比特的软判决值

$soft\_value\_I2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_I2(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_I2(m,i),& else\end{array}\right..$

采用BPSK或QPSK调制方式的OFDM系统的I路第2比特的软判决值soft_value_I2(m,i)为空。

步骤C：对采用64QAM调制方式的OFDM系统，基于I路第3比特的幅度值I_mag3(m,i)，经过加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到I路第3比特的信噪比加权量化值value_I3(m,i)，再根据I路第3比特的符号I_sgn3(m,i)和信噪比加权量化值value_I3(m,i)计算得到Ⅰ路第3比特的软判决值soft_value_I3(m,i)。

I路第3比特的符号

$I\_\mathrm{sgn}3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& I\_mag1(m,i)-6\&GreaterEqual;0,I\_\mathrm{sgn}2=1\\ -1,& I\_mag1(m,i)-6<0,I\_\mathrm{sgn}2=1\\ 1,& I\_mag1(m,i)-2\&GreaterEqual;0,I\_\mathrm{sgn}2=-1\\ -1,& I\_mag1(m,i)-2<0,I\_\mathrm{sgn}2=-1\end{array}\right.$

I路第3比特的幅度值

$I\_mag3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}|I\_mag1(m,i)-6|,& I\_\mathrm{sgn}2=1\\ |I\_mag1(m,i)-2|,& I\_\mathrm{sgn}2=-1\end{array}\right..$

I路第3比特的信噪比加权量化值

value_I3(m,i)＝[wght_val(I_mag3(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]；

当I_sgn2(m,i)＝1,I_sgn3(m,i)＝1或者I_sgn2(m,i)＝0,I_sgn3(m,i)＝0时，I路第3比特的软判决值

$soft\_value\_I3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_I3(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_I3(m,i),& else\end{array}\right.$

当I_sgn2(m,i)＝1,I_sgn3(m,i)＝0或者I_sgn2(m,i)＝0,I_sgn3(m,i)＝1时，I路第3比特的软判决值

$soft\_value\_I3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_I3(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_I3(m,i),& else\end{array}\right..$

采用BPSK、QPSK或16QAM调制方式的OFDM系统的I路第3比特的软判决值soft_value_I3(m,i)为空。

步骤D：则I路的软判决信息

soft_value_I(m,i)＝[soft_value_I1(m,i),soft_value_I2(m,i),soft_value_I3(m,i)]。

对采用BPSK调制方式的OFDM系统，其Q路的软判决信息soft_value_Q(m,i)为空；

对采用QPSK、16QAM或64QAM调制方式的OFDM系统计算得到Q路的软判决信息包括以下步骤：

步骤a：对采用QPSK、16QAM或64QAM调制方式的OFDM系统，基于Q路的第1比特的幅度值Q_mag1(m,i)，经过加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到Q路第1比特的信噪比加权量化值value_Q1(m,i)，再根据Q路第1比特的符号Q_sgn1(m,i)和信噪比加权量化值value_Q1(m,i)计算得到Q路第1比特的软判决值soft_value_Q1(m,i)。

Q路第1比特的符号

$Q\_sgn1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& data\_Q(m,i)\&GreaterEqual;0\\ -1,& data\_Q(m,i)<0\end{array}\right.$

Q路第1比特的幅度值

Q_mag1(m,i)＝|data_Q(m,i)|。

Q路第1比特的信噪比加权量化值

value_Q(m,i)＝[wght_val(Q_mag(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]

其中，[]为四舍五入取整操作，N_bits为软判决信息的位数，量化值2^N_bits-1是bit＝1的最大似然值，量化值1是bit＝0的最大似然值；

当Q_sgn1(m,i)＝1时，Q路第1比特的软判决值

$soft\_value\_Q1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_Q1(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_Q1(m,i),& else\end{array}\right.$

当Q_sgn1(m,i)＝-1时，Q路第1比特的软判决值

$soft\_value\_Q1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_Q1(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_Q1(m,i),& else\end{array}\right..$

步骤b：对采用16QAM或64QAM调制方式的OFDM系统，基于Q路第2比特的幅度值Q_mag2(m,i)，经过加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到Q路第2比特的信噪比加权量化值value_Q2(m,i)，再根据Q路第2比特的符号Q_sgn2(m,i)和信噪比加权量化值value_Q2(m,i)计算得到Q路第2比特的软判决值soft_value_Q2(m,i)。

Q路第2比特的符号

$Q\_sgn2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& Q\_mag1(m,i)-V2\&GreaterEqual;0\\ -1,& Q\_mag1(m,i)-V2<0\end{array}\right.$

Q路第2比特的幅度值

Q_mag2(m,i)＝|Q_mag(m,i)-V2|。

调制方式为16QAM时，V2＝2，调制方式为64QAM时，V2＝4。

Q路第2比特的信噪比加权量化值

value_Q2(m,i)＝[wght_val(Q_mag2(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]

当Q_sgn2(m,i)＝1时，Q路第2比特的软判决值

$soft\_value\_Q2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_Q2(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_Q2(m,i),& else\end{array}\right.$

当Q_sgn2(m,i)＝-1时，Q路第2比特的软判决值

$soft\_value\_Q2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_Q2(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_Q2(m,i),& else\end{array}\right..$

采用QPSK调制方式的OFDM系统的Q路第2比特的软判决值soft_value_Q2(m,i)为空。

步骤c：对采用64QAM调制方式的OFDM系统，基于Q路第3比特的幅度值Q_mag3(m,i)，经过加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到Q路第3比特的信噪比加权量化值value_Q3(m,i)，再根据Q路第3比特的符号Q_sgn3(m,i)和信噪比加权量化值value_Q3(m,i)计算得到Q路第3比特的软判决值soft_value_Q3(m,i)。

Q路第3比特的符号

$Q\_\mathrm{sgn}3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& Q\_mag1(m,i)-6\&GreaterEqual;0,Q\_\mathrm{sgn}2=1\\ -1,& Q\_mag1(m,i)-6<0,Q\_\mathrm{sgn}2=1\\ 1,& Q\_mag1(m,i)-2\&GreaterEqual;0,Q\_\mathrm{sgn}2=-1\\ -1,& Q\_mag1(m,i)-2<0,Q\_\mathrm{sgn}2=-1\end{array}\right.$

Q路第3比特的幅度值

$Q\_mag3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}|Q\_mag1(m,i)-6|,& Q\_sgn2=1\\ |Q\_mag1(m,i)-2|,& Q\_sgn2=-1\end{array}\right..$

Q路第3比特的信噪比加权量化值

value_Q3(m,i)＝[wght_val(Q_mag3(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]；

当Q_sgn2(m,i)＝1,Q_sgn3(m,i)＝1或者Q_sgn2(m,i)＝0,Q_sgn3(m,i)＝0时，Q路第3比特的软判决值

$soft\_value\_Q3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_Q3(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_Q3(m,i),& else\end{array}\right.$

当Q_sgn2(m,i)＝1,Q_sgn3(m,i)＝0或者Q_sgn2(m,i)＝0,Q_sgn3(m,i)＝1时，Q路第3比特的软判决值

$soft\_value\_Q3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_Q3(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_Q3(m,i),& else\end{array}\right.$

采用QPSK或16QAM调制方式的OFDM系统的Q路第3比特的软判决值soft_value_Q3(m,i)为空。

步骤d：则Q路的软判决信息

soft_value_Q(m,i)＝[soft_value_Q1(m,i),soft_value_Q2(m,i),soft_value_Q3(m,i)]。

步骤四：接收数据信号的第m个OFDM符号的第i个子载波数据的软判决信息soft_value(m,i)＝[soft_value_I(m,i),soft_value_Q(m,i)]。

本实施例中由于采用64QAM调制方式，I路和Q路各有3比特信息，因此步骤三、中需要完成步骤A至步骤D和步骤a至步骤d，可获得所需的所有比特软判决信息。

本发明专利提供了一种在OFDM系统中基于信噪比的非线性解映射方法，首先定义一条基准信噪比对应的非线性解映射曲线，根据子载波信道系数和接收信号整体信噪比计算出各子载波信号的绝对信噪比，利用各子载波信号的绝对信噪比加权基准非线性解映射曲线，利用加权后的非线性映射曲线映射得到各子载波各比特数据的软判决信息，使得接收端由数据均衡值映射得到更高可信度的软判决值。该方法使得解映射模块输出的软判决信息可靠性更高，提升了接收机的解码性能，尤其是在深衰落信道下的接收机性能。根据所述公开的实施例，本领域技术人员能够实现或者使用本发明。以上所述实施例仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法，用于获得OFDM系统的接收数据信号进行解码所需的软判决信息，其特征在于：所述方法为：根据所述接收数据信号中各子载波的信道系数和所述信号的整体信噪比计算出各所述子载波的绝对信噪比；基于所述绝对信噪比和所述信号的基准信噪比计算出各所述子载波经信噪比加权的非线性解映射曲线；由所述接收数据信号的各符号中各子载波的信道均衡数据经过所述经信噪比加权的非线性解映射曲线映射得到信噪比加权量化值，进而映射得到所述软判决信息。

2.根据权利要求1所述的基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法，其特征在于：所述方法通过以下步骤实现：

步骤一：根据信道估计得到的所述信道系数计算各所述子载波的信号强度相对值CPR_dB(i)，根据所述信号的整体信噪比SNR_mean和所述信号强度相对值CPR_dB(i)计算各所述子载波的绝对信噪比CSNR(i)，其中i表示第i个所述子载波；

步骤二：根据所述绝对信噪比CSNR(i)、所述信号的基准信噪比SNR_std和基准非线性映射曲线demap_val(x_mag)计算得到所述经信噪比加权的非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))，x_mag为比特数据对应的归一化幅度值；

步骤三：将所述接收数据信号经过信道均衡后的第m个OFDM符号的第i个子载波的I、Q两路数据分开，由I路/Q路的数据归一化值data_I(m,i)/data_Q(m,i)分别计算得到所述I路/Q路的各所述子载波的各比特的软判决值并进一步得到所述I路/Q路的软判决信息：

计算得到所述I路的软判决信息包括以下步骤：

步骤A：对采用任意调制方式的所述OFDM系统，基于所述I路的第1比特的幅度值I_mag1(m,i)，经过所述加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到所述I路第1比特的信噪比加权量化值value_I1(m,i)，再根据所述I路第1比特的符号I_sgn1(m,i)和所述信噪比加权量化值value_I1(m,i)计算得到所述I路第1比特的软判决值soft_value_I1(m,i)；

步骤B：对采用16QAM或64QAM调制方式的所述OFDM系统，基于所述I路第2比特的幅度值I_mag2(m,i)，经过所述加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到所述I路第2比特的信噪比加权量化值value_I2(m,i)，再根据所述I路第2比特的符号I_sgn2(m,i)和所述信噪比加权量化值value_I2(m,i)计算得到所述I路第2比特的软判决值soft_value_I2(m,i)，采用BPSK或QPSK调制方式的所述OFDM系统的I路第2比特的软判决值soft_value_I2(m,i)为空；

步骤C：对采用64QAM调制方式的所述OFDM系统，基于所述I路第3比特的幅度值I_mag3(m,i)，经过所述加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到所述I路第3比特的信噪比加权量化值value_I3(m,i)，再根据所述I路第3比特的符号I_sgn3(m,i)和所述信噪比加权量化值value_I3(m,i)计算得到所述I路第3比特的软判决值soft_value_I3(m,i)；采用BPSK、QPSK或16QAM调制方式的所述OFDM系统的I路第3比特的软判决值soft_value_I3(m,i)为空；

步骤D：则所述I路的软判决信息

soft_value_I(m,i)＝[soft_value_I1(m,i),soft_value_I2(m,i),soft_value_I3(m,i)]；

对采用BPSK调制方式的所述OFDM系统，其所述Q路的软判决信息soft_value_Q(m,i)为空；

对采用QPSK、16QAM或64QAM调制方式的所述OFDM系统计算得到所述Q路的软判决信息包括以下步骤：

步骤a：对采用QPSK、16QAM或64QAM调制方式的所述OFDM系统，基于所述Q路的第1比特的幅度值Q_mag1(m,i)，经过所述加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到所述Q路第1比特的信噪比加权量化值value_Q1(m,i)，再根据所述Q路第1比特的符号Q_sgn1(m,i)和所述信噪比加权量化值value_Q1(m,i)计算得到所述Q路第1比特的软判决值soft_value_Q1(m,i)；

步骤b：对采用16QAM或64QAM调制方式的所述OFDM系统，基于所述Q路第2比特的幅度值Q_mag2(m,i)，经过所述加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到所述Q路第2比特的信噪比加权量化值value_Q2(m,i)，再根据所述Q路第2比特的符号Q_sgn2(m,i)和所述信噪比加权量化值value_Q2(m,i)计算得到所述Q路第2比特的软判决值soft_value_Q2(m,i)，采用QPSK调制方式的所述OFDM系统的Q路第2比特的软判决值soft_value_Q2(m,i)为空；

步骤c：对采用64QAM调制方式的所述OFDM系统，基于所述Q路第3比特的幅度值Q_mag3(m,i)，经过所述加权非线性解映射曲线wght_val(x_mag,CSNR(i))映射，得到所述Q路第3比特的信噪比加权量化值value_Q3(m,i)，再根据所述Q路第3比特的符号Q_sgn3(m,i)和所述信噪比加权量化值value_Q3(m,i)计算得到所述Q路第3比特的软判决值soft_value_Q3(m,i)；采用QPSK或16QAM调制方式的所述OFDM系统的Q路第3比特的软判决值soft_value_Q3(m,i)为空；

步骤d：则所述Q路的软判决信息

soft_value_Q(m,i)＝[soft_value_Q1(m,i),soft_value_Q2(m,i),soft_value_Q3(m,i)]；

步骤四：所述接收数据信号的第m个OFDM符号的第i个子载波数据的软判决信息soft_value(m,i)＝[soft_value_I(m,i),soft_value_Q(m,i)]。

3.根据权利要求2所述的基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法，其特征在于：所述步骤一中，所述信号强度相对值CPR_dB(i)＝10*log10(|H_coef(i)|²)，其中，H_coef(i)为第i个所述子载波的所述信道系数。

4.根据权利要求2所述的基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法，其特征在于：所述步骤一中，所述绝对信噪比CSNR(i)＝CPR_dB(i)+SNR_mean。

5.根据权利要求2所述的基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法，其特征在于：所述步骤一中，所述整体信噪比SNR_mean＝SigPower_dB-NoisePower_dB，其中，SigPower_dB为所述接收数据信号的强度，NoisePower_dB为平均底噪强度。

6.根据权利要求2所述的基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法，其特征在于：所述步骤二中，所述基准非线性映射曲线demap_val(x_mag)采用三折线近似，为：

$demap\_val(x\_mag)=\left\{\begin{array}{cc}x\_mag,& 0\&le;x\_mag<0.3\\ 0.3+1/2*(x\_mag-0.3),& 0.3\&le;x\_mag<0.6\\ 0.45+1/8*(x\_mag-0.6),& 0.6\&le;x\_mag\end{array}\right..$

7.根据权利要求2或6所述的基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法，其特征在于：所述步骤二中，所述经信噪比加权的非线性解映射曲线

$wght\_val(x\_mag,CSNR(i\left)\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& demap\_val(x\_mag)*{\mathrm{\&delta;}}^{CSNR\left(i\right)-SNR\_std}>0.5\\ 0.5+demap\_val(x\_mag)*{\mathrm{\&delta;}}^{CSNR\left(i\right)-SNR\_std},& else\end{array}\right.$

其中，δ为大于1并小于1.2的常数，x_mag为比特数据对应的归一化幅度值。

8.根据权利要求7所述的基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法，其特征在于：采用BPSK调制方式时，基准信噪比SNR_std＝-2dB；采用QPSK调制方式时，基准信噪比SNR_std＝0dB；采用16QAM调制方式时，基准信噪比SNR_std＝8dB；采用64QAM调制方式时SNR_std＝14dB。

9.根据权利要求2所述的基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法，其特征在于：所述步骤三中，所述I路第1比特的符号

$I\_\mathrm{sgn}1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& data\_I(m,i)\&GreaterEqual;0\\ -1,& data\_I(m,i)<0\end{array}\right.$

所述I路第1比特的幅度值

I_mag1(m,i)＝|data_I(m,i)|；

所述I路第2比特的符号

$I\_\mathrm{sgn}2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& I\_mag1(m,i)-V2\&GreaterEqual;0\\ -1,& I\_mag1(m,i)-V2<0\end{array}\right.$

所述I路第2比特的幅度值

I_mag2(m,i)＝|I_mag(m,i)-V2|；

调制方式为16QAM时，V2＝2，调制方式为64QAM时，V2＝4；

所述I路第3比特的符号

$I\_\mathrm{sgn}3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& I\_mag1(m,i)-6\&GreaterEqual;0,I\_\mathrm{sgn}2=1\\ -1,& I\_mag1(m,i)-6<0,I\_\mathrm{sgn}2=1\\ 1,& I\_mag1(m,i)-2\&GreaterEqual;0,I\_\mathrm{sgn}2=-1\\ -1,& I\_mag1(m,i)-2<0,I\_\mathrm{sgn}2=-1\end{array}\right.$

所述I路第3比特的幅度值

$I\_mag3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}|\mathrm{Im}ag1(m,i)-6|,& I\_\mathrm{sgn}2=1\\ |\mathrm{Im}ag1(m,i)-2|,& I\_\mathrm{sgn}2=-1\end{array}\right.;$

所述步骤三中，所述Q路第1比特的符号

$Q\_sgn1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& data\_Q(m,i)\&GreaterEqual;0\\ -1,& data\_Q(m,i)<0\end{array}\right.$

所述Q路第1比特的幅度值

Q_mag1(m,i)＝|data_Q(m,i)|；

所述Q路第2比特的符号

$Q\_sgn2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& Q\_mag1(m,i)-V2\&GreaterEqual;0\\ -1,& Q\_mag1(m,i)-V2<0\end{array}\right.$

所述Q路第2比特的幅度值

Q_mag2(m,i)＝|Q_mag(m,i)-V2|；

调制方式为16QAM时，V2＝2，调制方式为64QAM时，V2＝4；

所述Q路第3比特的符号

$Q\_\mathrm{sgn}3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& I\_mag1(m,i)-6\&GreaterEqual;0,I\_\mathrm{sgn}2=1\\ -1,& I\_mag1(m,i)-6<0,I\_\mathrm{sgn}2=1\\ 1,& I\_mag1(m,i)-2\&GreaterEqual;0,I\_\mathrm{sgn}2=-1\\ -1,& I\_mag1(m,i)-2<0,I\_\mathrm{sgn}2=-1\end{array}\right.$

所述Q路第3比特的幅度值

$I\_mag3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}|\mathrm{Im}ag1(m,i)-6|,& I\_\mathrm{sgn}2=1\\ |\mathrm{Im}ag1(m,i)-2|,& I\_\mathrm{sgn}2=-1\end{array}\right..$

10.根据权利要求2或8所述的基于信噪比加权的OFDM系统非线性解映射方法，其特征在于：所述步骤三中，所述I路第1比特的信噪比加权量化值

value_I(m,i)＝[wght_val(I_mag(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]

其中，[]为四舍五入取整操作，N_bits为所述软判决信息的位数，量化值2^N_bits-1是bit＝1的最大似然值，量化值1是bit＝0的最大似然值；

当I_sgn1(m,i)＝1时，所述I路第1比特的软判决值

$soft\_value\_I1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_I1(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_I1(m,i),& else\end{array}\right.$

当I_sgn1(m,i)＝-1时，所述I路第1比特的软判决值

$soft\_value\_I1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_I1(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_I1(m,i),& else\end{array}\right.;$

所述I路第2比特的信噪比加权量化值

value_I2(m,i)＝[wght_val(I_mag2(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]

当I_sgn2(m,i)＝1时，所述Ⅰ路第2比特的软判决值

$soft\_value\_I2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_I2(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_I2(m,i),& else\end{array}\right.$

当I_sgn2(m,i)＝-1时，所述Ⅰ路第2比特的软判决值

$soft\_value\_I2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_I2(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_I2(m,i),& else\end{array}\right.;$

所述I路第3比特的信噪比加权量化值

value_I3(m,i)＝[wght_val(I_mag3(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]；

当I_sgn2(m,i)＝1,I_sgn3(m,i)＝1或者I_sgn2(m,i)＝0,I_sgn3(m,i)＝0时，所述I路第3比特的软判决值

$soft\_value\_I3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_I3(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_I3(m,i),& else\end{array}\right.$

当I_sgn2(m,i)＝1,I_sgn3(m,i)＝0或者I_sgn2(m,i)＝0,I_sgn3(m,i)＝1时，所述I路第3比特的软判决值

$soft\_value\_I3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_I3(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_I3(m,i),& else\end{array}\right.;$

所述步骤三中，所述Q路第1比特的信噪比加权量化值

value_Q(m,i)＝[wght_val(Q_mag(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]

其中，[]为四舍五入取整操作，N_bits为所述软判决信息的位数，量化值2^N_bits-1是bit＝1的最大似然值，量化值1是bit＝0的最大似然值；

当Q_sgn1(m,i)＝1时，所述Q路第1比特的软判决值

$soft\_value\_Q1(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_Q1(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_Q1(m,i),& else\end{array}\right.$

当Q_sgn1(m,i)＝-1时，所述Q路第1比特的软判决值

$soft\_value\_Q1(m,i)=\{\begin{array}{cc}1,& value\_Q1(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_Q1(m,i),& else\end{array};$

所述Q路第2比特的信噪比加权量化值

value_Q2(m,i)＝[wght_val(Q_mag2(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]

当Q_sgn2(m,i)＝1时，所述Q路第2比特的软判决值

$soft\_value\_Q2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_I2(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_Q2(m,i),& else\end{array}\right.$

当Q_sgn2(m,i)＝-1时，所述Q路第2比特的软判决值

$soft\_value\_Q2(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_Q2(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_Q2(m,i),& else\end{array}\right.;$

所述Q路第3比特的信噪比加权量化值

value_Q3(m,i)＝[wght_val(Q_mag3(m,i),CSNR(i))*2^N_bits]；

当Q_sgn2(m,i)＝1,Q_sgn3(m,i)＝1或者Q_sgn2(m,i)＝0,Q_sgn3(m,i)＝0时，所述Q路第3比特的软判决值

$soft\_value\_Q3(m,i)=\left\{\begin{array}{cc}1,& value\_Q3(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ 2^{N\_bits}-value\_Q3(m,i),& else\end{array}\right.$

当Q_sgn2(m,i)＝1,Q_sgn3(m,i)＝0或者Q_sgn2(m,i)＝0,Q_sgn3(m,i)＝1时，所述Q路第3比特的软判决值

$soft\_value\_Q3(m,i)=\{\begin{array}{cc}{2}^{N\_bits}-1,& value\_Q3(m,i)>(2^{N\_bits}-1)\\ value\_Q3(m,i),& else\end{array}.$