CN105656380A - 基于六管全桥逆变器的两相无刷直流电机矢量控制方法 - Google Patents

基于六管全桥逆变器的两相无刷直流电机矢量控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于六管全桥逆变器的两相无刷直流电机矢量控制方法，本发明针对两相无刷直流电机的驱动电路采用H桥逆变器电压利用率低，而采用双H桥逆变器成本提高的问题，将六管全桥逆变器应用到两相电机的控制系统中，通过矢量控制实现电机的转速控制和电流控制。本发明在不改变两相无刷直流电机的结构及六管全桥逆变器硬件控制电路的情况下，选取合适的电压矢量对两相无刷直流电机进行控制，拓宽了两相无刷直流电机的应用场合，降低了两相无刷直流电机控制系统的成本，提高了控制电路的灵活性。

Description

基于六管全桥逆变器的两相无刷直流电机矢量控制方法
技术领域
本发明涉及两相无刷直流电机的控制领域，尤其涉及一种提高两相无刷直流电机的控制性能、降低两相无刷直流电机系统成本的控制方法，有效提高了两相无刷直流电机控制系统的灵活性。
背景技术
在电力电子技术大力发展的条件下，无刷直流电机得到了很广泛的应用。一些应用异步电机的场合逐步地被无刷直流电机所取代。两相无刷直流电机具有结构简单、加工制造容易、成本低、控制方式简单等优点，在一些场合也逐步开始使用两相无刷直流电机。但在一些需要将原来使用的三相无刷直流电机更换为两相无刷直流电机的场合，不仅要更换电机，还要相应的更换其控制电路，为了使得六管全桥逆变器应用于两相无刷直流电机上，则对控制算法提出了新的要求。
单相无刷直流电机的控制往往采用PWM或SPWM的调制方法生成与转子相对位置固定的功率管驱动信号，保证施加到单相绕组上的电压为方波或正弦波。但由于单相电机的齿槽效应等原因，会造成单相无刷直流电机在运行过程中会产生很大的转矩脉动。而且很难对单相无刷直流电机的转子磁场进行追踪，造成单相无刷直流电机达不到很大的运行效率和很好的动态响应。
三相无刷直流电机矢量控制系统需要进行Clark变换和反Clark变换来实现abc坐标系和α-β坐标系之间的转换，而两相电机的两套绕组在空间上就是相互垂直的，因此就可以让α-β坐标系与两相无刷直流电机的A相和B相轴线相重合，这样就省去了Clark变换和反Clark变换，降低了对控制芯片计算能力的要求，因此两相无刷直流电机的控制方法要比三相无刷直流电机的控制方法更为简单。
现有的应用于两相无刷直流电机的逆变器电路主要为H桥逆变器(如图3所示)和双H桥逆变器。为了提高两相无刷直流电机的动态性能，两相电机也在H桥型逆变器系统中采用矢量控制，由于上下开关管互补对称，两对开关管只有四种不同的状态，因此该矢量控制系统中有四个电压矢量，电压矢量分布为一个均匀的四边形结构，如图4所示。H型逆变器虽然功率管数目较少，但其对母线电压的利用率较低。双H桥逆变器需要用到8个功率管，系统成本较高。六管全桥逆变器能够结合H桥逆变器和双H桥逆变器的优点，因此将六管全桥逆变器应用于两相无刷直流电机的控制系统中具有很大的实际意义。
发明内容
本发明的目的在于针对现有两相无刷直流电机应用场合有限，尤其是在三相电机更换为两相电机的场合中成本提高的问题，提出一种利用六管全桥逆变器供电的两相无刷直流电机矢量控制系统。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现：一种基于六管全桥逆变器的两相无刷直流电机矢量控制方法，该方法包括以下步骤：
(1)信号采集：假设两相无刷直流电机A相绕组反电势超前B相绕组90度电角度，将A相绕组首端连接在六管全桥逆变器第一个桥臂的中点，B相绕组首端连接在逆变器第三个桥臂的中点，将A相末端和B相末端相连后连接在第二个桥臂的中点。从A相和B相的首端采集电流信号iα和iβ以进行闭环控制。
(2)闭环控制：将步骤(1)采集到的电流信号iα和iβ及由霍尔信号计算得到的电机速度与角度信号输入一个速度电流双闭环控制系统，得到α-β坐标系中的控制量Uα和Uβ，作为SVPWM调制的输入量。
(3)SVPWM调制：根据六管全桥逆变器三对开关管的导通方式，得到A相和B相的相电压Ua和Ub，然后令得到六个非零电压矢量的幅值与方向。将这些电压矢量放在一个平面直角坐标系中，得到电压矢量扇区分布为一个不均匀的六边形：u(100)、u(001)、u(011)、u(110)四个电压矢量幅值相等，分别分布在x轴正向、y轴正向、x轴负向，y轴负向；u(101)、u(010)两个电压矢量的幅值为u(100)幅值的倍，方向分别位于第一、三象限的角平分线上。根据每次开关管切换时只有一对开关管切换的原则，得到各个扇区内主辅矢量的选择。然后根据步骤(2)得到的控制量Uα和Uβ确定电压矢量所处扇区，根据实际电压矢量在一个PWM周期内作用的效果与主辅矢量在该区间内的作用效果等效的原则计算主辅矢量的作用时间，完成SVPWM调制过程。
进一步地，所述步骤(2)中的速度电流双闭环系统中，控制方式为转速开环、转速闭环、电流闭环或速度外环电流内环双闭环控制。
进一步地，所述步骤(2)中的速度电流双闭环系统中，先将α轴电流和β轴电流通过Park变换，转化到以转子速旋转的d-q坐标系上，得到的两相电流直流量通过反馈调节计算得到q轴电压分量Uq和d轴电压分量Ud，实现电机的转速控制和电流控制，然后将得到的Uq和Ud后进行反Park变换，得到α-β坐标系中的控制量Uα和Uβ。其中Uq和Ud的获得方法为id＝0的单位电流产生最大转矩的矢量控制方法、单位功率因数的控制方法或最大效率的控制方法。
本发明的有益效果是：本发明可应用于所有两相无刷直流电机控制系统中，尤其是采用六管全桥逆变器以及需要将三相电机更换为两相电机的应用场合中。采用本发明的控制方式，可以使两相无刷直流电机的逆变电路不仅仅局限于H桥逆变器和双H桥逆变器，有效丰富了两相无刷直流电机的控制电路。本发明中将普通的六管全桥逆变器应用于两相无刷直流电机的控制系统中，有效提高了直流母线电压的利用率。其SVPWM调制方式与基于H桥逆变器的矢量控制相比，扇区从四个拓展为六个，有效提高了控制的精确度和电机的响应速度。应用本发明的方法，不仅可以实现两相无刷直流电机的高效运行，降低电机的振动噪音，而且可以拓宽两相无刷直流电机的应用场合，提高两相无刷直流电机控制系统的灵活性。
附图说明
图1为本发明两相无刷直流电机矢量控制方法的原理框图；
图2为本发明两相无刷直流电机的矢量控制框图；
图3为H桥逆变器供电的两相无刷直流电机主电路图；
图4为H桥逆变器供电时两相无刷直流电机矢量控制的电压矢量及扇区分布；
图5为本发明中六管全桥逆变器供电的两相无刷直流电机主电路图；
图6为本发明六管全桥逆变器供电时两相无刷直流电机矢量控制的电压矢量、扇区分布及各扇区内主辅矢量选择示意图；
图7为两相无刷直流电机空载800rpm时霍尔信号和电流波形图(方波为霍尔信号波形，正弦波为两相无刷直流电机A相绕组的电流波形)。
具体实施方式
本发明的原理是，假设两相无刷直流电机A相绕组反电势超前B相绕组90度电角度，将A相绕组首端连接在六管全桥逆变器第一个上下桥臂的中点，B相绕组首端连接在逆变器第三个上下桥臂的中点，将A相末端和B相末端相连后连接在第二个上下桥臂的中点，形成如图5所示的连接方式。
然后将两相无刷直流电机的A相轴线与α-β坐标系的α轴重合，B相轴线与α-β坐标系的β轴重合，在获得单相无刷直流电机的绕组电流和运行速度后，通过Park变换，采用d-q坐标系下的实现单位电流产生最大转矩的MTPA方法，选取合适的开关管导通组合方式以及作用时间，从而实现两相无刷直流电机在六管全桥逆变器供电条件下的矢量控制。
六管全桥逆变器供电的两相无刷直流电机的主电路如图5所示，根据控制信号分别对三对功率管采用不同的导通组合方式，改变绕组中的电流方向，保持两相无刷直流电机的连续运行。电动机的电磁转矩是电机定转子磁场的相互作用，即T＝FsFRsinθ，其中Fs为定子磁场，FR为转子磁场，θ为两磁场间的夹角。从转矩公式中可以看出，当θ角为90度时，单位电流产生的转矩最大。如果θ角无法自动调整为90度，转子和定子磁场之间就存在耦合，会影响电机的效率和动态响应性。因此若对两相无刷直流电机实行转子磁场的定向控制，在运行过程中保证θ角为90度，则通过转矩分量和磁场分量的解耦，提升电机的动态响应性，同时通过将绕组电流全部控制为转矩分量，实现单位电流产生最大转矩，提升电机的效率。矢量控制则可以很好地解决这一问题。
如图1、2所示，本发明的两相无刷直流电机矢量控制方法，包括以下步骤：
两相无刷直流电机的绕组电流经过硬件电路的处理，由控制器的AD采样获取实时相电流iα，iβ以便进行电流闭环控制；
根据霍尔元件的换向信号为标志，对设定的高频脉冲进行计数，从而实时准确的计算出电机的当前电角速度以便进行速度的闭环控制，其中P为半个霍尔周期内记录的高频脉冲数，T为高频脉冲周期；
根据电机的当前转速ω和当前采样时间t，由θk+1＝θk+ωt，估算出实时的电角度θ；
将A相轴线看作α-β坐标系中的α轴，电流为iα，B相轴线为β轴，电流为iβ，iα和iβ正交，结合电角度θ，便可以对电流进行Park变换；完成Park变换后，得到实际的有功功率电流iq和无功功率电流id；
将基于id＝0的电流闭环获得的控制量ud、uq经过反Park变换，得到uα、uβ；
根据uα和uβ确定电压矢量所在扇区，判断方式为：如果uα＞0，则a＝1，否则a＝0；如果uβ<0，则b＝1，否则b＝0；如果uα<uβ，则c＝1，否则c＝0；扇区N的计算方式为：N＝a+2b+4c；
根据功率管的导通方式切换时，每次只切换一对功率管的原则选择各个扇区内的主辅矢量，用u1表示主矢量，用u2表示辅矢量；则主辅矢量选择如图6所示；
根据实际电压矢量在一个PWM周期内作用的效果与主辅矢量在该区间内的作用效果等效的原则计算主辅矢量的作用时间，这样就实现了基于速度环和电流环闭环的两相无刷直流电机MPTA控制。
根据以上的叙述过程，用此控制策略对一台1HP，9对极，额定转速1075rpm的两相无刷直流电机进行了实验验证，得到了该电机空载800rpm时的霍尔信号和电流波形图如图7所示。该实验中，电机运转良好，电流正弦度较好，因此采用本发明中的控制方法，即基于六管全桥逆变器的两相无刷直流电机矢量控制，可以提高电机的动态响应，实现两相无刷直流电机的高效运行。
相同电机结构，仅改变控制策略，采用本发明中的逆变器结构及矢量控制方法的两相无刷直流电机控制系统，可以有效提高直流母线电压利用率，降低两相无刷直流电机控制系统的开发成本，同时提高六管全桥逆变器的适用性，具有很大的现实意义。
以上描述了本发明的基本原理、主要特征以及本发明的优点，上述仅是本发明的一个实例，并非对本发明做任何形式上的限制，对于应用于其他极对数的两相相无刷直流电机，采用六管全桥逆变器供电的矢量控制策略也属于本发明的范围之内。任何熟悉本技术的人员可能对本发明中的方法进行变更或修饰来达到相同的效果，凡是未脱离本发明的任何变化的，均属于本发明技术方案的范围内。

Claims (3)

1.一种基于六管全桥逆变器的两相无刷直流电机矢量控制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
(1)信号采集：假设两相无刷直流电机A相绕组反电势超前B相绕组90度电角度，将A相绕组首端连接在六管全桥逆变器第一个桥臂的中点，B相绕组首端连接在逆变器第三个桥臂的中点，将A相末端和B相末端相连后连接在第二个桥臂的中点；从A相和B相的首端采集电流信号iα和iβ。
(2)闭环控制：将步骤(1)采集到的电流信号iα和iβ及由霍尔信号计算得到的电机速度与角度信号输入一个速度电流双闭环控制系统，得到α-β坐标系中的控制量Uα和Uβ。
(3)SVPWM调制：根据六管全桥逆变器三对开关管的导通方式，得到A相和B相的相电压Ua和Ub，然后令得到六个非零电压矢量的幅值与方向。将这些电压矢量放在一个平面直角坐标系中，得到电压矢量扇区分布为一个不均匀的六边形：u(100)、u(001)、u(011)、u(110)四个电压矢量幅值相等，分别分布在x轴正向、y轴正向、x轴负向，y轴负向；u(101)、u(010)两个电压矢量的幅值为u(100)幅值的倍，方向分别位于第一、三象限的角平分线上。根据每次开关管切换时只有一对开关管切换的原则，得到各个扇区内主辅矢量的选择。然后根据步骤(2)得到的控制量Uα和Uβ确定电压矢量所处扇区，根据实际电压矢量在一个PWM周期内作用的效果与主辅矢量在该区间内的作用效果等效的原则计算主辅矢量的作用时间，完成SVPWM调制过程。
2.根据权利要求1所述基于六管全桥逆变器的两相无刷直流电机的矢量控制方法，其特征在于，所述步骤(2)中的速度电流双闭环系统中，控制方式为转速开环、转速闭环、电流闭环或速度外环电流内环双闭环控制。
3.根据权利要求1所述基于六管全桥逆变器的两相无刷直流电机矢量控制方法，其特征在于，所述步骤(2)中的速度电流双闭环系统中，先将α轴电流和β轴电流通过Park变换，转化到以转子速旋转的d-q坐标系上，得到的两相电流直流量通过反馈调节计算得到q轴电压分量Uq和d轴电压分量Ud，实现电机的转速控制和电流控制，然后将得到的Uq和Ud后进行反Park变换，得到α-β坐标系中的控制量Uα和Uβ。其中Uq和Ud的获得方法为id＝0的单位电流产生最大转矩的矢量控制方法、单位功率因数的控制方法或最大效率的控制方法。
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