CN105610539B - 一种tds‑ofdm通信系统isi与相位噪声联合抑制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种TDS‑OFDM通信系统ISI与相位噪声联合抑制方法，包括下列步骤：对接收信号进行同步处理后，提取PN序列进行信道估计处理；对同步后的接收信号进行相位噪声初步估计及抑制处理，获取第一去噪频域信号、第一输出信号、第一去噪时域信号；基于当前第一输出信号获取当前时域符号，基于PN部分的拖尾、当前时域符号对第一去噪时域信号重复执行消除ISI处理，直到达到预设结束条件；对当前第一输出信号进行硬判决、IDFT变换，重建时域发射信号，基于其获取第二相位噪声估计值；再对接收信号的数据部分进行相位噪声消除处理及消除ISI处理，输出最终结果。本发明的实施，能有效降低现有ISI补偿方法所存在的相位噪声的干扰。

Description

一种TDS-OFDM通信系统ISI与相位噪声联合抑制方法
技术领域
本发明属于通信技术，具体涉及TDS-OFDM通信系统中ISI与相位噪声的抑制方法。
背景技术
时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)是我国地面数字电视广播传输(DTMB)标准(GB20600-2006)所采用的一种宽带无线传输技术。不同于基于CP(cyclic prefix)的CP-OFDM系统和基于ZP(zero padding)的ZP-OFDM系统，TDS-OFDM系统没有在频域的子载波中插入导频符号，而是在时域的OFDM符号之间插入了PN序列作为保护间隔，因此TDS-OFDM系统仅能基于PN序列做同步和信道估计。DTMB标准一共定义了三种帧头模式：帧头模式一(PN420)、帧头模式二(PN595)、帧头模式三(PN945)，其中PN420与PN945两种模式采用TDS-OFDM多载波调制，其帧头结构如图1所示，包括前同步，长度为Lpre；后同步，长度为Lpost；由s序列映射得到的PNlc序列(PNlc表示本地产生的PN序列)，长度为Ls，如PN420模式中，PNlc序列具体为PN255序列，由8阶M序列映射得到。由于TDS-OFDM系统使用PN作为保护间隔，使得TDS-OFDM信号在多径条件下不能有效对抗ISI(符号间干扰)的干扰。
在无线通信系统的上下变频过程中，都要将输入信号与频率合成器的输出进行混频。对于实际接收机，本振的非线性作用会产生谐波和互调产物，频率合成器的VCO电路中存在噪声，这些非理想因素会产生相位噪声，使信号发生畸变。工程上多用单边带噪声载频功率比表示相位噪声，单位是dBc/Hz，含义是每Hz噪声与载波相对功率大小。目前常用维纳过程建模表征自由振荡器的相位噪声，用高斯色噪声建模表征锁相环(PLL)的相位噪声，其仿真相噪PSD曲线如图2、3所示。
OFDM调制方式对于相位噪声比较敏感。相位噪声在时域是乘性噪声，相位噪声的时变性破坏了OFDM各子载波之间的正交性，对OFDM系统解调带来了两方面的影响：相噪在一个OFDM符号周期内的均值对整个信号星座的旋转(CPE)；相噪高频成分引入的子载波间干扰(ICI)，表现为信号星座点的云状发散，如图4所示。而在TDS-OFDM系统中，在多径信道的条件下，不仅存在相位噪声带来的负面影响，还有由多径效应引起的ISI。因而需要有高效的相位噪声估计方法，和准确的ISI补偿方法，以消除相位噪声和ISI的影响，使得信号能够有效解调。
TDS-OFDM系统传统的ISI消除方法是基于两个OFDM符号进行的，即是根据估计的信道冲击响应在后一个OFDM符号的PN序列部分提取前一个符号的数据段拖尾，而后将拖尾部分直接补偿给前一个OFDM符号。这种补偿方式有效的利用了抑制的接收数据，高效快捷的对ISI进行了估计和补偿。但是在相位噪声干扰较明显的条件下，传统的补偿方法补偿回的ISI部分带有后一个OFDM符号相位噪声的干扰量，且该干扰无法进行估计和消除，这种干扰造成的解调结果恶化在信道延迟较大和CPE变化较大的情况下尤为明显。
发明内容
本发明的发明目的在于：针对上述存在的问题，提供一种TDS-OFDM通信系统ISI与相位噪声联合抑制方法，以降低现有ISI补偿方法所存在的相位噪声的干扰。
本发明的TDS-OFDM通信系统ISI与相位噪声联合抑制方法，包括下列步骤：
信道估计步骤：基于接收信号的PN序列，获取信道冲击响应。
TDS-OFDM系统使用PN序列作为保护间隔，因此可以利用PN序列的特性进行信道估计。本发明中使用的是频域估计的方法，利用发射信号的帧头的PNlc和后同步部分，与接收序列的相应部分进行频域估计。具体为：
首先，在经过同步之后的接收数据rm,n(其中m对应第m个OFDM符号，n表示rm,n的数据长度)中截取PN序列部分(用PNre表示接收数据所对应的PN序列)，在PNre中截取n＝Lpre到n＝LFH-1的数据序列，得到Ls+Lpost长度的向量，而后作Ls+Lpost点的DFT运算得到基于根据公式(1)计算信道频域响应估计值(CFR估计值)
其中，k＝Lpre,…,LFH-1，Θ表示该段PNre序列相位噪声的均值，表示信道频响，Wm,k表示白噪声的频响，Cm,i、Cm,k表示本地PN序列(PNlc)的DFT变换。所以，信道频域响应估计值(CFR估计值)为：
其中是PHN(相位噪声)引入的ICI部分，在Ls+Lpost的值较小的情况下可以忽略不计，即而后通过对作IDFT变换得到即可得到估计的信道冲击响应
相位噪声估计：基于信道频域响应估计值对同步后的接收信号进行相位噪声初步估计，获取第一相位噪声估计值，包括CPE估计值θcpe和ICI向量P。
以ICIR算法为例，描述相位噪声估计的具体处理过程：在DTMB标准中，发射端的频域数据中有TPS符号(传输参数符号)，可以利用该符号作为已知导频对相位噪声使用ICIR方法进行初步估计和初步消除，方法如下：
令CFR的估计值
根据TPS符号进行粗CPE估计和补偿：从接收频域信号的TPS符号位置上提取数据作为接收TPS导频向量基于本地TPS符号向量根据公式可得到本地TPS导频向量其中
基于和TPS符号个数NTPS、可得到粗CPE估计值θcpe_c：
其中，Re{}表示求取实部，Im{}表示求取虚部。
经过粗CPE补偿的TPS接收符号向量为其中e表示自然底数，j表示虚数单位。
根据相位噪声频域线性参数模型，精CPE纠正后的TPS符号矢量就只含有相位噪声高阶频谱信息，即ICI矢量P，P是一个共轭对称的向量，且
其中，表示pu的共轭复数，u为ICI阶数，xi和yi(i＝u,u-1,…,0)为ICI矢量的实部和虚部。
因为粗CPE纠正后的精CPE是一个小量，可以采用一阶线性近似，得到：
将公式(5)转化为矩阵形式为：
其中c和a为Np×(2u+1)的矩阵，参数Np+2u＝Ntps，r和s为经过粗CPE补偿后的实部和虚部。基于可解得ICI向量P和精CPE估计值θcpe_f。
由θcpe_c与θcpe_f之和可以得到CPE估计值θcpe。
相位噪声补偿步骤：对接收信号的数据部分进行相位噪声初步消除处理，得到第一去噪时域信号第一去噪频域信号第一输出信号
从接收数据rm,n中提取n＝LFH…LFH+LFB-1的数据部分，其中LFB表示扣除PN序列部分后数据部分的长度，进行DFT变换后，将其作为接收频域数据向量
对进行CPE补偿，即令而后与矢量作卷积，消除相位噪声的影响，得到第一去噪频域信号根据对进行均衡处理，得到第一输出信号其中矢量为：
对第一去噪频域信号进行IDFT变换得到第一去噪时域信号
循环消除ISI步骤：利用和已知的本地PN序列进行循环的ISI消除。
用sm,n和pm,n分别表示第m个OFDM符号的数据部分和PN序列部分。
则接收信号为
其中，
M、N和L分别表示本地PN序列长度、数据部分长度和信道时延，wm,n是高斯白噪声。
上述本发明中关于信道估计步骤、相位噪声估计步骤和相位噪声补偿(抑制)步骤并不是对本发明的具体限定，只是列举了一种现有的实现方式，本领域技术人员可以采用任意管用技术实现本发明的信道估计步骤、相位噪声估计步骤和相位噪声补偿步骤。
在现有抑制方法中，直接使用式(8)中M+N≤n＜M+N+L-1的部分，对ISI进行估计，则如上式所示，会引入该部分的相噪，对已经消除相噪影响的数据引入新的干扰。本发明为了避免上述缺陷，使用循环ISI消除方法如下：
(1)将进行硬判决得到频域符号估计R′m。
(2)对R′m作IDFT变换，得到s′m,n。
(3)得到的时域估计和PN序列分别与估计信道作卷积得到
其中x′m,n对应数据部分的拖尾，y′m,n对应PN部分的拖尾。
(4)基于计算中间变量
(5)对中间变量作DFT变换到频域，再根据作信道均衡，得到并令即对进行更新处理；基于更新后的继续执行步骤(1)～(5)。即将上述步骤1～5循环4～5次，基于当前迭代更新数据部分的拖尾，以达到最佳的消除ISI结果。
二次抑制步骤：
在第一次进行相位噪声估计的过程中，使用的即假设数据与信道作线性卷积之后没有受到ISI的影响。但是，由式(8)可以看出在多径信道的影响下，接收时域信号受到了ISI的干扰，在经过DFT变换到频域上之后，频域符号也必然受到ISI的影响。而是从接收的频域信号Rm的TPS符号所在的位置上提取的，这令相噪估计表达式的等号两端不平衡，因此需要调整引入ISI的影响。在考虑多径信道的影响下，则需要对相位噪声进行第二次估计。具体步骤如下：
对循环消除ISI步骤后最终输出的进行硬判决，再作IDFT变换，并加上本地PN序列前缀得到重建的时域发射信号
则不带相位噪声影响的接收数据可以估计为
截取M≤n＜M+N部分得到
对作DFT变换，提取对应的TPS符号位置数据作为考虑了ISI影响的TPS导频向量在二次相位噪声估计过程中用替换相位噪声初步估计中的基于接收TPS导频向量(从接收频域信号Rm的TPS符号位置上提取数据作为接收TPS导频向量)、重新使用相位噪声初步估计中的ICIR算法估计相位噪声，更新ICI向量为Pnew，更新CPE为θcpe_new＝θcpe_c_new+θcpe_f_new。
估计相位噪声之后，由Pnew、θcpe_new和根据相位噪声补偿步骤进行相位噪声补偿得到第二去噪频域数据第二去噪时域数据
相位噪声补偿后需要进行一次ISI消除。此时对应的时域数据为根据(9)(10)式可分别得到更新的x″m,n和y″m,n，再根据(11)式可得
将作DFT变换，再用进行信道均衡即得到最终的结果。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：降低现有ISI补偿方法所存在的相位噪声的干扰。
附图说明
图1为PN序列结构图。
图2为相位噪声PSD曲线，模型为高斯色噪声，相噪水平为-60dBc/Hz@1.5KHz。
图3为相位噪声PSD曲线，模型为维纳噪声，相噪水平是3dB带宽为10Hz。
图4为受相位噪声影响的星座图。
图5为系统流程框图。
图6为初次估计相位噪声及补偿子模块框图。
图7为循环消除ISI的子模块框图。
图8为二次估计相位噪声子模块框图。
图9为信道条件一的CIR。
图10为信道条件二的CIR。
图11为信道条件一下经过初步相位噪声消除和信道均衡的星座图。
图12为信道条件一下经过去除ISI后的星座图。
图13为信道条件一下相位噪声估计曲线的比较。
图14为信道条件一下不同仿真步骤和相噪条件下性能比较。
图15为信道条件二下不同仿真步骤和相噪条件下性能比较。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。
将本发明用于TDS-OFDM通信系统中，其处理流程参见图5。首先发射端对待发送数据进行QAM调制后，进行子载波分配，经IDFT变换后加前缀PN序列，然后经信道发送。
接收端进行处理时已采样信号带有时域的相位噪声接收端依次执行下列步骤：
步骤1：基于PN序列进行信道估计获取获取信道冲击响应
步骤2：进行相位噪声初步估计；
步骤3：对接收信号进行相位噪声初步消除(抑制)；
步骤4：进行ISI循环消除处理；
步骤5：进行二次相位噪声估计；
步骤6：在二次相位噪声估计后进行相位噪声补偿和一次ISI消除，得到用于解调处理的最终结果
参见图6，相位噪声初步(初始)估计为：输入接收数据rm,n，对其进行DFT变换，提取接收TPS导频向量基于(经DFT变换得到)得到ICI矢量P、粗CPE估计值θcpe_c、精CPE估计值θcpe_f，再基于此进行相位噪声初步(初始)抑制处理，得到再对根据进行信道均衡处理后得到同时对作IDFT变换得到
参见图7，ISI循环消除处理为：对相位噪声初抑制处理所输出的进行硬判决后，进行IDFT变换，得到时域符号s′m,n，再将s′m,n与作卷积得到数据部分的拖尾；将本地PN序列与作卷积得到PN部分的拖尾，对经过相位噪声初抑制处理得到根据公式(13)进行一次ISI消除处理，得到对作DFT变换后根据进行信道均衡处理后得到新的若当前ISI消除处理的次数小于预设阈值，则基于当前继续进行多次ISI消除处理，直到循环次数等于预设阈值。
参见图8，二次抑制处理(二次相位噪声估计及相位噪声补偿，一次ISI消除)为：对ISI循环消除处理输出的当前进行硬判决后，进行IDFT变换后，重建时域发射信号即在IDFT变换后的信号加前缀PN序列。根据对作卷积得到对进行DFT变换后进行相位噪声估计，获取新的相位噪声估计值：Pnew(ICI向量)、θcpe_c_new(粗CPE估计值)、θcpe_f_new(精CPE估计值)。基于新的相位噪声估计值根据公式对接收信号rm,n的数据部分进行相位噪声抑制处理，得到根据公式(9)(10)计算得到对应的数据部分的拖尾x″m,n、PN部分的拖尾y″m,n，根据公式(16)，基于执行一次ISI消除处理，得到对进行DFT变换后根据进行信道均衡处理得到最终结果
实施例
以DFT点数N＝3780，64QAM调制方式，使用的PN序列模式为420点PN序列模式。相位噪声模式分别为高斯色噪声模型和维纳相噪模型，接收端依次执行上述步骤1～6，得到用于解调处理的最终结果两种多径信道的信道响应理想估计分别如图9、10所示。接收端执行步骤2、3，其信道均衡之后的星座图如图11所示。接收端执行步骤4后，得到的星座图如图12所示。图13为相位噪声初步(初次)估计，二次相位噪声估计与实际相位噪声之间的比较，可以看出两次相位噪声估计之间的差别。图14为在信道条件一下，接收端执行步骤3～5的SER性能和传统方法的SER性能比较，相位噪声模型为高斯色噪声，相噪水平为-63dBc/Hz@1.5KHz。从图中可以很明显看出循环估计ISI相较于传统方法对于性能的改善
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims (2)

1.一种TDS-OFDM通信系统符号间干扰ISI与相位噪声联合抑制方法，其特征在于，包括下列步骤：
信道估计步骤：对接收信号进行同步处理后，提取PN序列，基于PN序列进行信道估计，得到信道频域响应估计值，对信道频域响应估计值进行IDFT变换，得到信道冲击响应；
相位噪声估计步骤：基于信道频域响应估计值对同步后的接收信号进行相位噪声估计，获取第一相位噪声估计值；
相位噪声抑制步骤：基于第一相位噪声估计值对接收信号的数据部分进行相位噪声消除处理，得到第一去噪频域信号，根据信道频域响应估计值对第一去噪频域信号进行均衡处理，得到第一输出信号；对第一去噪频域信号进行IDFT变换得到第一去噪时域信号；
循环消除符号间干扰ISI步骤：
对第一去噪时域信号进行消除符号间干扰ISI处理：将PN部分的拖尾减去并补偿数据部分的拖尾；
所述PN部分的拖尾为：信道冲击响应与本地PN序列的卷积，数据部分的拖尾为信道冲击响应与当前时域符号的卷积，其中当前时域符号为：对当前第一输出信号进行硬判决后，再进行IDFT变换得到；
对消除符号间干扰ISI处理后的第一去噪时域信号进行DFT变换后，根据信道频域响应估计值进行均衡处理，得到新的第一输出信号；
基于当前第一输出信号获取当前时域符号，基于PN部分的拖尾、当前时域符号对第一去噪时域信号重复执行消除符号间干扰ISI处理，直到达到预设结束条件；
二次抑制步骤：
对当前第一输出信号进行硬判决后，作IDFT变换，再加上本地PN序列前缀，得到重建的时域发射信号；将重建的时域发射信号与信道冲击响应的卷积作为不带相位噪声影响的接收数据，基于不带相位噪声影响的接收数据执行相位噪声估计步骤，获取第二相位噪声估计值；
基于第二相位噪声估计值对接收信号的数据部分进行相位噪声消除处理，得到第二去噪频域信号，对第二去噪频域信号进行IDFT变换得到第二去噪时域信号；
基于PN部分的拖尾、当前时域符号对第二去噪时域信号进行消除符号间干扰ISI处理后，作DFT变换，再根据信道频域响应估计值进行信道均衡后输出。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，循环消除符号间干扰ISI步骤中，预设结束条件为循环次数大于预设阈值。
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