CN105576985B - 一种直直变换器的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公布了一种直直变换器的控制方法，属直直变换器控制方法。本发明的直直变换器包括输入电源，三个全桥变换电路，滤波电路；该直直变换器存在四种工作模式，即三个全桥变换电路同时工作、两个全桥变换电路同时工作、一个全桥变换电路工作和所有全桥变换电路都不工作。本发明适用于宽输入电压的场合，解决了传统电压源变换器二极管电压应力高和电流源变换器输出电流脉动大的问题，减小了滤波电感的重量和体积，减小了功率开关管的电压和电流应力，减小了二极管的电压应力。
Description
技术领域
本发明涉及一种变换器的控制方法，尤其是一种直直变换器的控制方法。
背景技术
近年来，能源的短缺和环境的污染已经成为世界的焦点，可再生能源的发展和应用受到世界各国的广泛关注。在可再生能源发电系统中，光伏电池发出的电能都是电压较低且变化范围宽的直流电，而向电网送电需要电压较高的直流电，因此需要直直变换器把低压宽变化范围的直流电转换为适合并网的高电压直流电。在清洁能源电动汽车领域中，往往需要将燃料电池或蓄电池提供的低压且宽范围变化的直流电转换为较高电压的直流电，如380V。在宽输入电压范围的场合，传统电压源直直变换器存在输入电流脉动大和输出整流二极管电压应力高的问题，而传统电流源直直变换器存在输出电流脉动大和开关管电压应力高的问题，因此研究新型适合低压宽输入的直直变换器来满足后级并网逆变器的需要，有着重要的理论意义和应用价值。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术中变换器的缺点，提出一种开关管电流应力小、二极管电压应力低、适合低压宽输入的直直变换器，并基于该变换器提出了一种控制方法。
本发明的直直变换器的控制方法，包括输入电源Uin、第一全桥变换电路1、第二全桥变换电路2、第三全桥变换电路3和滤波电路4，其中第一全桥变换电路1包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、隔离变压器T1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4，第二全桥变换电路2包括第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8、隔离变压器T2、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7和第八二极管D8，第三全桥变换电路3包括第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12、隔离变压器T3、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11和第十二二极管D12，滤波电路4包括滤波电感Lf和滤波电容Cf；具体拓扑结构为：输入电源Uin的正极分别连接第一全桥变换电路1的正输入端、第二全桥变换电路2的正输入端和第三全桥变换电路3的正输入端，输入电源Uin的负极分别连接第一全桥变换电路1的负输入端、第二全桥变换电路2的负输入端和第三全桥变换电路3的负输入端；第一全桥变换电路1的正输入端连接第一开关管S1的一端和第三开关管S3的一端，第一开关管S1的另一端连接隔离变压器T1原边绕组NP1的异名端和第二开关管S2的一端，第三开关管S3的另一端连接隔离变压器T1原边绕组NP1的同名端和第四开关管S4的一端，第二开关管S2的另一端和第四开关管S4的另一端连接第一全桥变换电路1的负输入端，第一二极管D1的阴极连接第三二极管D3的阴极构成第一全桥变换电路1的正输出端，第二二极管D2的阳极连接第四二极管D4的阳极构成第一全桥变换电路1的负输出端，第一二极管D1的阳极分别连接第二二极管D2的阴极和隔离变压器T1副边绕组NS1的同名端，第三二极管D3的阳极分别连接第四二极管D4的阴极和隔离变压器T1副边绕组NS1的异名端；第二全桥变换电路2的正输入端连接第五开关管S5的一端和第七开关管S7的一端，第五开关管S5的另一端连接隔离变压器T2原边绕组NP2的异名端和第六开关管S6的一端，第七开关管S7的另一端连接隔离变压器T2原边绕组NP2的同名端和第八开关管S8的一端，第六开关管S6的另一端和第八开关管S8的另一端连接第二全桥变换电路2的负输入端，第五二极管D5的阴极连接第七二极管D7的阴极构成第二全桥变换电路2的正输出端，第六二极管D6的阳极连接第八二极管D8的阳极构成第二全桥变换电路2的负输出端，第五二极管D5的阳极分别连接第六二极管D6的阴极和隔离变压器T2副边绕组NS2的同名端，第七二极管D7的阳极分别连接第八二极管D8的阴极和隔离变压器T2副边绕组NS2的异名端；第三全桥变换电路3的正输入端连接第九开关管S9的一端和第十一开关管S11的一端，第九开关管S9的另一端连接隔离变压器T3原边绕组NP3的异名端和第十开关管S10的一端，第十一开关管S11的另一端连接隔离变压器T3原边绕组NP3的同名端和第十二开关管S12的一端，第十开关管S10的另一端和第十二开关管S12的另一端连接第三全桥变换电路3的负输入端，第九二极管D9的阴极连接第十一二极管D11的阴极构成第三全桥变换电路3的正输出端，第十二极管D10的阳极连接第十二二极管D12的阳极构成第三全桥变换电路3的负输出端，第九二极管D9的阳极分别连接第十二极管D10的阴极和隔离变压器T3副边绕组NS3的同名端，第十一二极管D11的阳极分别连接第十二二极管D12的阴极和隔离变压器T3副边绕组NS3的异名端；滤波电感Lf的一端连接第一全桥变换电路1的正输出端，滤波电感Lf的另一端连接滤波电容Cf的一端，滤波电容Cf的另一端连接第三全桥变换电路3的负输出端；第一～第十二开关管均具有反并联二极管；该直直变换器通过第一～第十二开关管的接通和关断，在第一～第三全桥变换电路的输出端产生各自整流输出电压Urec1～Urec3，整流输出电压Urec1～Urec3共同作用产生总的整流输出电压UAB，并且总的整流输出电压UAB经过滤波电路4维持输出电压不变，且不同的开关组合可产生第一～第四种工作模式。
第一种工作模式为：第一～第三全桥变换电路中有两个电路开关管的导通时间为开关周期的一半，故所述两个电路的整流输出电压为高电平，另外一个全桥变换电路的开关管的导通时间可调，故所述另外一个全桥变换电路的整流输出电压为脉冲宽度调制波形，达到稳定输出电压Uo的目的；
第二种工作模式为：第一～第三全桥变换电路中有一个电路的开关管的导通时间为开关周期的一半，故其整流输出电压为高电平，有一个全桥变换电路的开关管的导通时间可调，故其整流输出电压为脉冲宽度调制波形，有一个全桥变换电路的开关管都关断，故其整流输出电压为0，达到稳定输出电压Uo的目的；
第三种工作模式为：第一～第三全桥变换电路中有一个全桥变换电路的开关管导通时间可调，故其整流输出电压为脉冲宽度调制波形，另外两个全桥变换电路的开关管都关断，故其整流输出电压都为0，达到稳定输出电压Uo的目的；
第四种工作模式为：第一～第三全桥变换电路的开关管都关断，故其整流输出电压都为0，达到稳定输出电压Uo的目的。
第一～第十二开关元件为IGBT或MOSFET。输入电源Uin为蓄电池、燃料电池或光伏电池中的一种。第一～第十二二极管为碳化硅二极管或快恢复二极管。第一～第三隔离变压器原副边的变比可相同也可不同。第一～第三隔离变压器不耦合。第一～第三全桥变换电路采用移相控制或脉冲宽度调制控制。第一～第四种工作模式由输入电压和所带负载的大小确定。
本发明的直直变换器适用于宽输入电压的场合，其输入电流和输出电流的纹波较小，有利于延长输入电源的使用寿命，解决了传统电压源变换器二极管电压应力高和电流源变换器输出电流脉动大的问题，减小了滤波电感的重量和体积，减小了功率开关管的电压和电流应力，减小了二极管的电压应力。
附图说明
图1：本发明的直直变换器的拓扑结构图。
具体实施方式
由图1可知，本申请的直直变换器包括输入电源Uin、第一全桥变换电路1、第二全桥变换电路2、第三全桥变换电路3和滤波电路4，其中第一全桥变换电路1包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、隔离变压器T1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4，第二全桥变换电路2包括第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8、隔离变压器T2、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7和第八二极管D8，第三全桥变换电路3包括第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12、隔离变压器T3、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11和第十二二极管D12，滤波电路4包括滤波电感Lf和滤波电容Cf；具体拓扑结构为：输入电源Uin的正极分别连接第一全桥变换电路1的正输入端、第二全桥变换电路2的正输入端和第三全桥变换电路3的正输入端，输入电源Uin的负极分别连接第一全桥变换电路1的负输入端、第二全桥变换电路2的负输入端和第三全桥变换电路3的负输入端；第一全桥变换电路1的正输入端连接第一开关管S1的一端和第三开关管S3的一端，第一开关管S1的另一端连接隔离变压器T1原边绕组NP1的异名端和第二开关管S2的一端，第三开关管S3的另一端连接隔离变压器T1原边绕组NP1的同名端和第四开关管S4的一端，第二开关管S2的另一端和第四开关管S4的另一端连接第一全桥变换电路1的负输入端，第一二极管D1的阴极连接第三二极管D3的阴极构成第一全桥变换电路1的正输出端，第二二极管D2的阳极连接第四二极管D4的阳极构成第一全桥变换电路1的负输出端，第一二极管D1的阳极分别连接第二二极管D2的阴极和隔离变压器T1副边绕组NS1的同名端，第三二极管D3的阳极分别连接第四二极管D4的阴极和隔离变压器T1副边绕组NS1的异名端；第二全桥变换电路2的正输入端连接第五开关管S5的一端和第七开关管S7的一端，第五开关管S5的另一端连接隔离变压器T2原边绕组NP2的异名端和第六开关管S6的一端，第七开关管S7的另一端连接隔离变压器T2原边绕组NP2的同名端和第八开关管S8的一端，第六开关管S6的另一端和第八开关管S8的另一端连接第二全桥变换电路2的负输入端，第五二极管D5的阴极连接第七二极管D7的阴极构成第二全桥变换电路2的正输出端，第六二极管D6的阳极连接第八二极管D8的阳极构成第二全桥变换电路2的负输出端，第五二极管D5的阳极分别连接第六二极管D6的阴极和隔离变压器T2副边绕组NS2的同名端，第七二极管D7的阳极分别连接第八二极管D8的阴极和隔离变压器T2副边绕组NS2的异名端；第三全桥变换电路3的正输入端连接第九开关管S9的一端和第十一开关管S11的一端，第九开关管S9的另一端连接隔离变压器T3原边绕组NP3的异名端和第十开关管S10的一端，第十一开关管S11的另一端连接隔离变压器T3原边绕组NP3的同名端和第十二开关管S12的一端，第十开关管S10的另一端和第十二开关管S12的另一端连接第三全桥变换电路3的负输入端，第九二极管D9的阴极连接第十一二极管D11的阴极构成第三全桥变换电路3的正输出端，第十二极管D10的阳极连接第十二二极管D12的阳极构成第三全桥变换电路3的负输出端，第九二极管D9的阳极分别连接第十二极管D10的阴极和隔离变压器T3副边绕组NS3的同名端，第十一二极管D11的阳极分别连接第十二二极管D12的阴极和隔离变压器T3副边绕组NS3的异名端；滤波电感Lf的一端连接第一全桥变换电路1的正输出端，滤波电感Lf的另一端连接滤波电容Cf的一端，滤波电容Cf的另一端连接第三全桥变换电路3的负输出端；第一～第十二开关管均具有反并联二极管。
本申请的直直变换器通过第一～第十二开关管的接通和关断，在第一～第三全桥变换电路的输出端产生各自整流输出电压Urec1～Urec3，整流输出电压Urec1～Urec3共同作用产生总的整流输出电压UAB，并且总的整流输出电压UAB经过滤波电路4维持输出电压不变，且不同的开关组合可产生第一～第四种工作模式。本申请的直直变换器任何时刻只工作在四种工作模式中的一种工作模式。本申请选择直直变换器控制方法中的一种情况进行分析。
假设各变压器的副原边匝数比n相同，本申请的直直变换器输入输出电压关系为
式中，d为开关管的占空比，即导通时间ton/开关周期Ts。
当突加负载或者Uin小于等于Uo/(2n)时，直直变换器工作在第一种工作模式。具体如下：第一～第八开关管的导通时间为开关周期的一半，实现第一和第二全桥变换电路的整流输出电压Urec1和Urec2都为高电平，第九～第十二开关管的导通时间可调，实现第三全桥变换电路的整流输出电压Urec3为脉冲宽度调制波形，达到稳定输出电压Uo的目的。
当Uin大于Uo/(2n)且小于等于Uo/n时，直直变换器工作在第二种工作模式。具体如下：第一～第四开关管的导通时间为开关周期的一半，实现第一全桥变换电路的整流输出电压Urec1为高电平，第五～第八开关管的导通时间可调，实现第二全桥变换电路的整流输出电压Urec2为脉冲宽度调制波形，第九～第十二开关管都关断，实现第三全桥变换电路的整流输出电压Urec3为0，达到稳定输出电压Uo的目的。
当Uin大于Uo/n时，直直变换器工作在第三种工作模式。具体如下：第一～第四开关管的导通时间可调，实现第一全桥变换电路的整流输出电压Urec1为脉冲宽度调制波形，第五～第十二开关管都关断，实现第二和第三全桥变换电路的整流输出电压Urec2和Urec3都为0，达到稳定输出电压Uo的目的。
当突卸负载时，直直变换器工作在第四种工作模式。具体如下：第一～第十二开关管都关断，实现第一～第三全桥变换电路的整流输出电压Urec1～Urec3都为0，达到稳定输出电压Uo的目的。
第一～第十二开关元件为IGBT或MOSFET。输入电源Uin为蓄电池、燃料电池或光伏电池中的一种。第一～第十二二极管为碳化硅二极管或快恢复二极管。第一～第三隔离变压器原副边的变比可相同也可不同。第一～第三隔离变压器不耦合。第一～第三全桥变换电路采用移相控制或脉冲宽度调制控制。第一～第四种工作模式由输入电压和所带负载的大小确定。
Claims (5)
1.一种直直变换器的控制方法，包括输入电源Uin、第一全桥变换电路1、第二全桥变换电路2、第三全桥变换电路3和滤波电路4，其中第一全桥变换电路1包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、隔离变压器T1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4，第二全桥变换电路2包括第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8、隔离变压器T2、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7和第八二极管D8，第三全桥变换电路3包括第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12、隔离变压器T3、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11和第十二二极管D12，滤波电路4包括滤波电感Lf和滤波电容Cf；具体拓扑结构为：输入电源Uin的正极分别连接第一全桥变换电路1的正输入端、第二全桥变换电路2的正输入端和第三全桥变换电路3的正输入端，输入电压Uin的负极分别连接第一全桥变换电路1的负输入端、第二全桥变换电路2的负输入端和第三全桥变换电路3的负输入端；第一全桥变换电路1的正输入端连接第一开关管S1的一端和第三开关管S3的一端，第一开关管S1的另一端连接隔离变压器T1原边绕组NP1的异名端和第二开关管S2的一端，第三开关管S3的另一端连接隔离变压器T1原边绕组NP1的同名端和第四开关管S4的一端，第二开关管S2的另一端和第四开关管S4的另一端连接第一全桥变换电路1的负输入端，第一二极管D1的阴极连接第三二极管D3的阴极构成第一全桥变换电路1的正输出端，第二二极管D2的阳极连接第四二极管D4的阳极构成第一全桥变换电路1的负输出端，第一二极管D1的阳极分别连接第二二极管D2的阴极和隔离变压器T1副边绕组NS1的同名端，第三二极管D3的阳极分别连接第四二极管D4的阴极和隔离变压器T1副边绕组NS1的异名端；第二全桥变换电路2的正输入端连接第五开关管S5的一端和第七开关管S7的一端，第五开关管S5的另一端连接隔离变压器T2原边绕组NP2的异名端和第六开关管S6的一端，第七开关管S7的另一端连接隔离变压器T2原边绕组NP2的同名端和第八开关管S8的一端，第六开关管S6的另一端和第八开关管S8的另一端连接第二全桥变换电路2的负输入端，第五二极管D5的阴极连接第七二极管D7的阴极构成第二全桥变换电路2的正输出端，第六二极管D6的阳极连接第八二极管D8的阳极构成第二全桥变换电路2的负输出端，第五二极管D5的阳极分别连接第六二极管D6的阴极和隔离变压器T2副边绕组NS2的同名端，第七二极管D7的阳极分别连接第八二极管D8的阴极和隔离变压器T2副边绕组NS2的异名端；第三全桥变换电路3的正输入端连接第九开关管S9的一端和第十一开关管S11的一端，第九开关管S9的另一端连接隔离变压器T3原边绕组NP3的异名端和第十开关管S10的一端，第十一开关管S11的另一端连接隔离变压器T3原边绕组NP3的同名端和第十二开关管S12的一端，第十开关管S10的另一端和第十二开关管S12的另一端连接第三全桥变换电路3的负输入端，第九二极管D9的阴极连接第十一二极管D11的阴极构成第三全桥变换电路3的正输出端，第十二极管D10的阳极连接第十二二极管D12的阳极构成第三全桥变换电路3的负输出端，第九二极管D9的阳极分别连接第十二极管D10的阴极和隔离变压器T3副边绕组NS3的同名端，第十一二极管D11的阳极分别连接第十二二极管D12的阴极和隔离变压器T3副边绕组NS3的异名端；滤波电感Lf的一端连接第一全桥变换电路1的正输出端，滤波电感Lf的另一端连接滤波电容Cf的一端，滤波电容Cf的另一端连接第三全桥变换电路3的负输出端；第一～第十二开关管均具有反并联二极管；该直直变换器通过第一～第十二开关管的接通和关断，在第一～第三全桥变换电路的输出端产生各自整流输出电压Urec1～Urec3，所述整流输出电压Urec1～Urec3共同作用产生总的整流输出电压UAB，并且所述总的整流输出电压UAB经过滤波电路4维持输出电压不变，且不同的开关组合可产生第一～第四种工作模式；
所述第一种工作模式为：第一～第三全桥变换电路中有两个电路开关管的导通时间为开关周期的一半，故所述两个电路的整流输出电压为高电平，另外一个全桥变换电路的开关管的导通时间可调，故所述另外一个全桥变换电路的整流输出电压为脉冲宽度调制波形，达到稳定输出电压的目的；
所述第二种工作模式为：第一～第三全桥变换电路中有一个电路的开关管的导通时间为开关周期的一半，故其整流输出电压为高电平，有一个全桥变换电路的开关管的导通时间可调，故其整流输出电压为脉冲宽度调制波形，有一个全桥变换电路的开关管都关断，故其整流输出电压为0，达到稳定输出电压的目的；
所述第三种工作模式为：第一～第三全桥变换电路中有一个全桥变换电路的开关管导通时间可调，故其整流输出电压为脉冲宽度调制波形，另外两个全桥变换电路的开关管都关断，故其整流输出电压都为0，达到稳定输出电压的目的；
所述第四种工作模式为：第一～第三全桥变换电路的开关管都关断，故其整流输出电压都为0，达到稳定输出电压的目的；
本申请的直直变换器任何时刻只工作在四种工作模式中的一种工作模式；所述隔离变压器T1～T3不耦合且原副边的变比可相同也可不同；所述第一～第四种工作模式由输入电压和所带负载的大小确定；
当变压器的副原边匝数比n相同时，所述直直变换器输入输出电压关系为
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式中，d为开关管的占空比，即导通时间ton/开关周期Ts；
当突加负载或者Uin小于等于Uo/(2n)时，直直变换器工作在第一种工作模式，具体如下：第一～第八开关管的导通时间为开关周期的一半，实现第一和第二全桥变换电路的整流输出电压Urec1和Urec2都为高电平，第九～第十二开关管的导通时间可调，实现第三全桥变换电路的整流输出电压Urec3为脉冲宽度调制波形，达到稳定输出电压Uo的目的；
当Uin大于Uo/(2n)且小于等于Uo/n时，直直变换器工作在第二种工作模式，具体如下：第一～第四开关管的导通时间为开关周期的一半，实现第一全桥变换电路的整流输出电压Urec1为高电平，第五～第八开关管的导通时间可调，实现第二全桥变换电路的整流输出电压Urec2为脉冲宽度调制波形，第九～第十二开关管都关断，实现第三全桥变换电路的整流输出电压Urec3为0，达到稳定输出电压Uo的目的；
当Uin大于Uo/n时，直直变换器工作在第三种工作模式，具体如下：第一～第四开关管的导通时间可调，实现第一全桥变换电路的整流输出电压Urec1为脉冲宽度调制波形，第五～第十二开关管都关断，实现第二和第三全桥变换电路的整流输出电压Urec2和Urec3都为0，达到稳定输出电压Uo的目的；
当突卸负载时，直直变换器工作在第四种工作模式，具体如下：第一～第十二开关管都关断，实现第一～第三全桥变换电路的整流输出电压Urec1～Urec3都为0，达到稳定输出电压Uo的目的。
2.根据权利要求1所述的直直变换器的控制方法，所述第一～第十二开关元件为IGBT或MOSFET。
3.根据权利要求1所述的直直变换器的控制方法，所述输入电源Uin为蓄电池、燃料电池或光伏电池中的一种。
4.根据权利要求1所述的直直变换器的控制方法，所述第一～第十二二极管为碳化硅二极管或快恢复二极管。
5.根据权利要求1所述的直直变换器的控制方法，所述第一～第三全桥变换电路采用移相控制或脉冲宽度调制控制。
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