CN105429459A - 一种双向多端口非隔离直流变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种双向多端口非隔离直流变换器及其控制方法，所述直流变换器包括至少两个其中一端与微电网连接的直流变换器模块；所述直流变换器模块包括两个串联的上管模块、下管模块、与所述上管模块并联的电容C1和与所述下管模块并联的电容C2；所述上管模块包括串联的上管开关T1和下管开关T2且所述下管开关T2并联电容C3；所述下管模块包括串联的上管开关T3和下管开关T4且所述上管开关T3并联电容C4。所述控制方法包括正母线电压控制过程、负母线电压控制过程、正母线电流控制过程和负母线电流控制过程。本申请每个模块均可实现能量的双向流动，可以根据需求控制指定端口的电压或者功率。

Description

一种双向多端口非隔离直流变换器及其控制方法

技术领域：

本发明涉及一种非隔离直流变换器及其控制方法，更具体涉及一种双向多端口非隔离直流变换器及其控制方法。

背景技术：

随着智能电网的不断发展，微电网技术是现在电网技术发展的新方向，它的出现为解决大电网的很多问题带来了巨大的便利和契机，同时还为各种分布式电源的利用和开发提供了新的思路。作为微电网技术的分支，直流微电网技术以其独特的优势逐渐走入人们的视野。它具有高稳定性、控制方法简单、便于电源接入以及易于实现等优点，被很多需要高供电可靠性的用电场合所采用。

在直流微电网技术中，直流变换器起到相当重要的作用，双向直流变换器能实现能量的双向传输，它的输入输出电压极性不变，但输入输出电流方向可以改变；而直流变换器在微网应用中存在以下几个问题：1、高压直流系统对地绝缘问题；2、不同电压等级直流源接入变换器的兼容性；3、容量直流变换系统冗余性设计。为了解决上述问题，提出一种双向多端口非隔离直流变换器及其控制方法。

发明内容：

本发明的目的是提供一种双向多端口非隔离直流变换器及其控制方法，本申请的变换器由多个模块化直流变换器组成，每个端口均可实现能量的双向流动，可以根据需求控制指定端口的电压或者功率。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：一种双向多端口非隔离直流变换器，所述直流变换器包括至少两个其中一端与微电网连接的直流变换器模块；所述直流变换器模块包括两个串联的上管模块、下管模块、与所述上管模块并联的电容C1和与所述下管模块并联的电容C2；所述上管模块包括串联的上管开关T1和下管开关T2且所述下管开关T2并联电容C3；所述下管模块包括串联的上管开关T3和下管开关T4且所述上管开关T3并联电容C4.

本发明提供的一种双向多端口非隔离直流变换器，所述上管开关T1与二极管D1反向并联；所述下管开关T2与二极管D2反向并联；所述上管开关T3与二极管D3反向并联；所述下管开关T4和与二极管D4反向并联。

本发明提供的一种双向多端口非隔离直流变换器，在所述下管开关T2中的集电极和所述电容C3对应的连接端间设有电感L1。

本发明提供的另一优选的一种双向多端口非隔离直流变换器，在所述下管开关T3中的发射极和所述电容C4对应的连接端间设有电感L2。

本发明提供一种包含上述技术方案的直流变换器的控制方法，所述控制方法包括母线电压控制过程和母线电流控制过程；所述母线电压控制过程包括正母线电压控制过程和负母线电压控制过程；所述母线电流控制过程包括正母线电流控制过程和负母线电流控制过程。

本发明提供的一种控制方法，所述正母线电压控制过程包括以下步骤：

(1-1)接收恒压控制指令以及恒压控制指令值v_dref；

(1-2)通过模数转换电路采样电压反馈值v_i+(k)和i_L1(k)；

(1-3)确定电压环PI参数k_{p_u}和k_{i_u}；

(1-4)确定电压闭环PI控制输出电流指令i_dref；

(1-5)若所述i_dref＞0，所述直流变换器工作在buck模式，确定α_buck，控制T1的PWM占空比，T2封闭；

若所述i_dref≤0，所述直流变换器工作在boost模式，确定α_boost，控制T2的PWM占空比，T1封闭；

(1-6)根据所述直流变换器的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动T1和T2信号，返回步骤(1-1)。

本发明提供的一种控制方法，所述负母线电压控制过程包括以下步骤：

(2-1)接收恒压控制指令以及恒压控制指令值v_dref；

(2-2)通过模数转换电路采样电压反馈值v_i-(k)，i_L2(k)；

(2-3)确定电压环PI参数k_{p_u}和k_{i_u}；

(2-4)确定电压闭环PI控制输出电流指令i_dref；

(2-5)若所述i_dref＞0，所述直流变换器工作在buck模式，确定α_buck，控制T4的PWM占空比，T3封闭；

若所述i_dref≤0，所述直流变换器工作在boost模式，确定α_boost，控制T3的PWM占空比，T4封闭；

(2-6)根据所述直流变换器的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动T3和T4信号，返回步骤(2-1)。

本发明提供的又一优选的一种控制方法，所述正母线电流控制方法过程包括以下步骤：

(3-1)接收恒电流控制指令以及电流控制指令值I_dref；

(3-2)通过模数转换电路采样电压反馈值i_L1(k)；

(3-3)若所述i_dref＞0，所述直流变换器工作在buck模式，确定α_buck，控制T1的PWM占空比，T2封闭；

(3-4)若所述i_dref≤0，所述直流变换器工作在boost模式，确定α_boost，控制T2的PWM占空比，T1封闭；

(3-5)根据所述直流变换器的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动T1和T2信号，返回步骤(3-1)。

本发明提供的又一优选的一种控制方法，所述负母线电流控制方法过程包括以下步骤：

(4-1)接收恒电流控制指令以及电流控制指令值I_dref；

(4-2)通过模数转换电路采样电压反馈值i_L2(k)；

(4-3)若所述i_dref＞0，所述直流变换器工作在buck模式，确定α_buck，控制T4的PWM占空比，T3封闭；

(4-4)若所述i_dref≤0，所述直流变换器工作在boost模式，确定α_boost，控制T3的PWM占空比，T4封闭；

(4-5)根据所述直流变换器的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动T3和T4信号，返回步骤(4-1)。

本发明提供的又一优选的一种控制方法，：所述步骤(1-3)和步骤(2-3)中的电压环PI参数k_{p_u}和k_{i_u}通过下式确定：

$\left\{\begin{array}{c}{k}_{p\_u}=K_{p1}\×\left(\mathrm{abs}\right|v_{\mathrm{dref}}-v_{i\left(k\right)}|-U_{\min })+K_{p0}\\ k_{i\_u}=K_{i1}\×\left(\mathrm{abs}\right|v_{\mathrm{dref}}-v_{i\left(k\right)}|-U_{\min })+K_{i0}\\ U_{\min }\≤\mathrm{abs}|v_{\mathrm{dref}}-v_{i\left(k\right)}|\≤U_{\max }\end{array}\right.$

其中，k_{p_u}为电压环比例系数，k_{i_u}为电压环积分系数；K_p0、K_p1、K_i0和K_i1均为常数，v_dref电流外环指令值，v_i(k)直流公共母线电压第k次采样值，U_min为电压偏差绝对值最小值，U_max：为电压偏差绝对值最大值；

所述步骤(1-4)和步骤(2-4)中的电流指令i_dref通过下式确定：

$i_{\mathrm{dref}}=k_{p\_u}\×e_{u\left(k\right)}+k_{i\_u}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{u\left(k\right)}$

e_u(k)＝v_dref-v_i(k)

其中，i_dref：为内环电流指令，T_s：采样周期；

所述步骤(1-5)和步骤(2-5)中的α_buck通过下式确定：

当i_dref＞0时:

$\mathrm{\α}\_\mathrm{buck}=K_{\mathrm{pi}}\×e_{i\left(k\right)}+K_{\mathrm{ii}}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i\left(k\right)}$

e_i(k)＝v_i-v_o

其中，α：PWM占空比，K_pi：电流内环比例系数，K_ii：电流内环积分系数，v_i：输入电压，v_o：输出电压；

所述步骤(1-5)的α_boost通过下式确定：

当i_dref≤0时：

$\mathrm{\α}\_\mathrm{boost}=-(K_{\mathrm{pi}}\×e_{i\left(k\right)}+K_{\mathrm{ii}}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i\left(k\right)})$

e_i(k)＝v_i-v_o

所述步骤(2-5)的α_boost通过下式确定：

当i_dref＞0时：

$\mathrm{\α}\_\mathrm{boost}=K_{\mathrm{pi}}\×e_{i\left(k\right)}+K_{\mathrm{ii}}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i\left(k\right)}$

e_i(k)＝v_i-v_o。

本发明提供的又一优选的一种控制方法，所述步骤(3-3)和步骤(4-3)中的α_buck通过下式确定：

当i_dref＞0时：

$\mathrm{\α}\_\mathrm{buck}=K_{\mathrm{pi}}\×e_{i\left(k\right)}+K_{\mathrm{ii}}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i\left(k\right)}$

e_i(k)＝v_i-v_o

所述步骤(3-4)的α_boost通过下式确定：

当i_dref≤0时：

$\mathrm{\α}\_\mathrm{boost}=-(K_{\mathrm{pi}}\×e_{i\left(k\right)}+K_{\mathrm{ii}}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i\left(k\right)})$

e_i(k)＝v_i-v_o

所述步骤(4-4)中的α_boost通过下式确定：

当i_dref＞0时：

$\mathrm{\α}\_\mathrm{boost}=K_{\mathrm{pi}}\×e_{i\left(k\right)}+K_{\mathrm{ii}}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i\left(k\right)}$

e_i(k)＝v_i-v_o。

本发明提供的又一优选的一种控制方法，当双向直流变换器正极正向工作时,所述T1和D2配合工作,直流处于Buck模式；当T1导通时,电容C1侧电压加到二极管D1、电感L1和输出电容C3上,故二极管D2截止；此时加在电感L1上的电压为Vi+>Vo+,故电感电流线性增加能量以磁场能的形式存储在电感L1中,并同时向输出电压Vo侧充电；当T1关断时,电感电流通过二极管D2续流,电感电流线性减小,电感L1的储能向电容C3转移；

当双向直流变换器负极正向工作时,T4和二极管D3配合工作,直流处于Buck降压模式；当T4导通时,电容C2侧电压加到二极管D4、电感L2和输出电容C4上,故二极管D3截止；此时加在电感L2上的电压为Vi_->VO_-,故电感电流线性增加能量以磁场能的形式存储在电感L2中,并同时向输出电压Vo侧充电；当T4关断时,电感电流通过二极管D3续流,电感电流线性减小,电感L2的储能向电容C4转移。

本发明提供的又一优选的一种控制方法，当双向直流变换器正极反向工作时,T2和二极管D1配合工作，所述直流变换器处于boost模式；所述T2导通时，电容C3全部加到电感上,电感电流线性增加,电能以磁场能的形式存储在电感L1中，二极管D1截止；当T2关断时,电感电流通过二极管D1向输入电压Vi侧流动，电容C3和电感L1上的储能向电容C1转移,即给C1充电。

当双向直流变换器负极反向工作时,T3和二极管D4配合工作,直流处于boost模式；T3导通时，电容C4全部加到电感上,电感电流线性增加,电能以磁场能的形式存储在电感L2中，二极管D4截止；当T3关断时,电感电流通过二极管D4向输入电压Vi侧流动，电容C4和电感L2上的储能向电容C2转移,即给电容C2充电。

和最接近的现有技术比，本发明提供技术方案具有以下优异效果

1、本发明直流变换器模块采用正负直流母线，中线接地方式可以降低直流变换器对地绝缘设计，提高直流母线电压；

2、本发明采用模块化设计，便于多端口直流变换器的冗余设计以及在线维护；

3、本发明可以实现不同类型、不同电压等级的直流电源接入，优化多类型直流电源之间协调控制；

4、本发明可以接入多类型储能系统以及光伏电源、直流负荷等，便于进行直流微网技术以及多类型混合储能系统协调控制研究；

5、通过本发明的多端口直流变换器直流母线与AD/DC装置连接实现交直流微网互联，用于研究交直流混合微网控制技术；

6、本发明的多端口直流变换器通过潮流控制实现不同直流电源之间能量流动。

附图说明

图1为本发明的直流变换器模块拓扑结构图；

图2为本发明的单模块直流变换器电压控制框图；

图3为本发明的单模块直流变换器电流控制框图；

图4为本发明多端口直流变换器系统拓扑图；

图5为本发明直流变换器模块功能测试系统图示意图；

图6为本发明50kW放电转50kW充电时，正负极电流、电压波形；

图7为本发明50kW充电转50kW放电时，正负极电流、电压波形。

具体实施方式

下面结合实施例对发明作进一步的详细说明。

实施例1：

如图1-7所示，本例的发明双向多端口非隔离直流变换器，所述直流变换器包括至少两个其中一端与微电网连接的直流变换器模块；所述直流变换器模块包括两个串联的上管模块、下管模块、与所述上管模块并联的电容C1和与所述下管模块并联的电容C2；所述上管模块包括串联的上管开关T1和下管开关T2且所述下管开关T2并联电容C3；所述下管模块包括串联的上管开关T3和下管开关T4且所述上管开关T3并联电容C4.

所述上管开关T1为开关且与二极管D1反向并联；所述下管开关T2开关且与二极管D2反向并联；所述上管开关T3开关且与二极管D3反向并联；所述下管开关T4开关且和与二极管D4反向并联。

在所述下管开关T2中的集电极和所述电容C3对应的连接端间设有电感L1。在所述下管开关T3中的发射极和所述电容C4对应的连接端间设有电感L2。所述控制方法包括母线电压控制过程和母线电流控制过程；所述母线电压控制过程包括正母线电压控制过程和负母线电压控制过程；所述母线电流控制过程包括正母线电流控制过程和负母线电流控制过程。

当双向直流变换器正极正向工作时(正母线),所述T1和D2配合工作,直流变换器处于Buck模式；当T1导通时,电容C1侧电压加到二极管D1、电感L1和输出电容C3上,故二极管D2截止；此时加在电感L1上的电压为Vi+>Vo+,故电感电流线性增加能量以磁场能的形式存储在电感L1中,并同时向输出电压Vo侧充电；当T1关断时,电感电流通过二极管D2续流,电感电流线性减小,电感L1的储能向电容C3转移；

当双向直流变换器负极正向工作时(负母线),T4和二极管D3配合工作,直流变换器处于Buck降压模式；当T4导通时,电容C2侧电压加到二极管D4、电感L2和输出电容C4上,故二极管D3截止；此时加在电感L2上的电压为Vi_->VO_-,故电感电流线性增加能量以磁场能的形式存储在电感L2中,并同时向输出电压Vo侧充电；当T4关断时,电感电流通过二极管D3续流,电感电流线性减小,电感L2的储能向电容C4转移。

当双向直流变换器正极反向工作时(正母线),T2和二极管D1配合工作，所述直流变换器处于boost模式；所述T2导通时，电容C3全部加到电感上,电感电流线性增加,电能以磁场能的形式存储在电感L1中，二极管D1截止；当T2关断时,电感电流通过二极管D1向输入电压Vi侧流动，电容C3和电感L1上的储能向电容C1转移,即给C1充电。

当双向直流变换器正极反向工作时(负母线),T3和二极管D4配合工作,直流处于boost模式；T3导通时，电容C4全部加到电感上,电感电流线性增加,电能以磁场能的形式存储在电感L2中，二极管D4截止；当T3关断时,电感电流通过二极管D4向输入电压Vi侧流动，电容C4和电感L2上的储能向电容C2转移,即给电容C2充电；此时加在电感上的电压为Vo_--Vi_-小于零,所以电感电流线性减小。

直流变换过程中，采用电压、电流双闭环的PI控制，其控制框图如图2所示；实际输出电压的反馈信号Vi与输出电压的给定值U_dref进行比较，其差值经过PI环节生成内环(电流环)的给定电流信号I_dref，I_dref再与电感电流的反馈值I_dl比较，最终生成PWM控制信号，进而控制DC/DC主电路中IGBT的开关状态，实现稳压输出。

所述控制方法包括母线电压控制过程和母线电流控制过程；所述母线电压控制过程包括正母线电压控制过程和负母线电压控制过程；所述母线电流控制过程包括正母线电流控制过程和负母线电流控制过程。

所述正母线电压控制过程包括以下步骤：

(1-1)接收恒压控制指令以及恒压控制指令值v_dref；

(1-2)通过模数转换电路采样电压反馈值v_i+(k)和i_L1(k)；

(1-3)确定电压环PI参数k_{p_u}和k_{i_u}；

(1-4)确定电压闭环PI控制输出电流指令i_dref；

(1-5)若所述i_dref＞0，所述直流变换器工作在buck模式，确定α_buck，控制T1的PWM占空比，T2封锁；

若所述i_dref≤0，所述直流变换器工作在boost模式，确定α_boost，控制T2的PWM占空比，T1封锁；

(1-6)根据所述直流变换器的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动T1和T2信号，返回(1-1)。

所述负母线电压控制过程包括以下步骤：

(2-1)接收恒压控制指令以及恒压控制指令值v_dref；

(2-2)通过模数转换电路采样电压反馈值v_i-(k)，i_L2(k)；

(2-3)确定电压环PI参数k_{p_u}和k_{i_u}；

(2-4)确定电压闭环PI控制输出电流指令i_dref；

(2-5)若所述i_dref＞0，所述直流变换器工作在buck模式，确定α_buck，控制T4的PWM占空比，T3封锁；

若所述i_dref≤0，所述直流变换器工作在boost模式，确定α_boost，控制T3的PWM占空比，T4封锁；

(2-6)根据所述直流变换器的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动T3和T4信号，返回(2-1)。

所述正母线电流控制方法过程包括以下步骤：

(3-1)接收恒电流控制指令以及电流控制指令值I_dref；

(3-2)通过模数转换电路采样电压反馈值i_L1(k)；

(3-3)若所述i_dref＞0，所述直流变换器工作在buck模式，确定α_buck，控制T1的PWM占空比，T2封闭；

(3-4)若所述i_dref≤0，所述直流变换器工作在boost模式，确定α_boost，控制T2的PWM占空比，T1封闭；

(3-5)根据所述直流变换器的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动T1和T2信号，返回(3-1)。

所述负母线电流控制方法过程包括以下步骤：

(4-1)接收恒电流控制指令以及电流控制指令值I_dref；

(4-2)通过模数转换电路采样电压反馈值i_L2(k)；

(4-3)若所述i_dref＞0，所述直流变换器工作在buck模式，确定α_buck，控制T4的PWM占空比，T3封闭；

(4-4)若所述i_dref≤0，所述直流变换器工作在boost模式，确定α_boost，控制T3的PWM占空比，T4封闭；

(4-5)根据所述直流变换器的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动T3和T4信号，返回(4-1)。

电抗器直流电流正方向如图1中CT箭头为正，外环电压控制采用自适应变PI参数，解决DC/DC输出波动性小功率时，输出电压的稳定性，所述步骤(1-3)和(2-3)中的电压环PI参数k_{p_u}和k_{i_u}通过下式确定：

$\left\{\begin{array}{c}{k}_{p\_u}=K_{p1}\×\left(\mathrm{abs}\right|v_{\mathrm{dref}}-v_{i\left(k\right)}|-U_{\min })+K_{p0}\\ k_{i\_u}=K_{i1}\×\left(\mathrm{abs}\right|v_{\mathrm{dref}}-v_{i\left(k\right)}|-U_{\min })+K_{i0}\\ U_{\min }\≤\mathrm{abs}|v_{\mathrm{dref}}-v_{i\left(k\right)}|\≤U_{\max }\end{array}\right.$

其中，k_{p_u}为电压环比例系数，k_{i_u}为电压环积分系数；K_p0、K_p1、K_i0和K_i1均为常数，v_dref电流外环指令值，v_i(k)直流公共母线电压第k次采样值，U_min为电压偏差绝对值最小值，U_max：为电压偏差绝对值最大值；

所述步骤(1-4)和(2-4)中的电流指令i_dref通过下式确定：

$i_{\mathrm{dref}}=k_{p\_u}\×e_{u\left(k\right)}+k_{i\_u}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{u\left(k\right)}$

e_u(k)＝v_dref-v_i(k)

其中，i_dref：为内环电流指令，T_s：采样周期；

所述步骤(1-5)和(2-5)中的α_buck通过下式确定：

当i_dref＞0时:

$\mathrm{\α}\_\mathrm{buck}=K_{\mathrm{pi}}\×e_{i\left(k\right)}+K_{\mathrm{ii}}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i\left(k\right)}$

e_i(k)＝v_i-v_o

其中，α：PWM占空比，K_pi：电流内环比例系数，K_ii：电流内环积分系数，v_i：输入电压，v_o：输出电压；

所述步骤(1-5)的α_boost通过下式确定：

当i_dref≤0时：

$\mathrm{\α}\_\mathrm{boost}=-(K_{\mathrm{pi}}\×e_{i\left(k\right)}+K_{\mathrm{ii}}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i\left(k\right)})$

e_i(k)＝v_i-v_o

所述步骤(2-5)的α_boost通过下式确定：

当i_dref＞0时：

$\mathrm{\α}\_\mathrm{boost}=K_{\mathrm{pi}}\×e_{i\left(k\right)}+K_{\mathrm{ii}}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i\left(k\right)}$

e_i(k)＝v_i-v₀。

所述步骤(3-3)和(4-3)中的α_buck通过下式确定：

当i_dref＞0时：

$\mathrm{\α}\_\mathrm{buck}=K_{\mathrm{pi}}\×e_{i\left(k\right)}+K_{\mathrm{ii}}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i\left(k\right)}$

e_i(k)＝v_i-v_o

所述步骤(3-4)的α_boost通过下式确定：

当i_dref≤0时：

$\mathrm{\α}\_\mathrm{boost}=-(K_{\mathrm{pi}}\×e_{i\left(k\right)}+K_{\mathrm{ii}}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i\left(k\right)})$

e_i(k)＝v_i-v_o

所述步骤(4-4)中的α_boost通过下式确定：

当i_dref＞0时：

$\mathrm{\α}\_\mathrm{boost}=K_{\mathrm{pi}}\×e_{i\left(k\right)}+K_{\mathrm{ii}}{T}_s\underset{i=0}{\overset{i=k}{\mathrm{\Σ}}}{e}_{i\left(k\right)}$

e_i(k)＝v_i-v_o。

测试直流变换器功率系统如图5所示，由4台50kWPCS和一台直流变换器模块组成，对模块功率双向流动进行测试，其中PCS1、PCS2进行电压控制，模拟接入直流系统电压源，PCS3、PCS4电压控制，模拟控制多端口直流变换器的直流母线电压；直流变换器模块通过控制L1、L2电抗器电流进行双向功率流动测试。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，所属领域的普通技术人员尽管参照上述实施例应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，这些未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，均在申请待批的本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (13)

1.一种双向多端口非隔离直流变换器，其特征在于：所述直流变换器包括至少两个其中一端与微电网连接的直流变换器模块；所述直流变换器模块包括两个串联的上管模块、下管模块、与所述上管模块并联的电容C1和与所述下管模块并联的电容C2；所述上管模块包括串联的上管开关T1和下管开关T2且所述下管开关T2并联电容C3；所述下管模块包括串联的上管开关T3和下管开关T4且所述上管开关T3并联电容C4。

2.如权利要求1所述的一种双向多端口非隔离直流变换器，其特征在于：所述上管开关T1与二极管D1反向并联；所述下管开关T2与二极管D2反向并联；所述上管开关T3与二极管D3反向并联；所述下管开关T4和与二极管D4反向并联。

3.如权利要求2所述的一种双向多端口非隔离直流变换器，其特征在于：在所述下管开关T2集电极和所述电容C3对应的连接端间设有电感L1。

4.如权利要求2所述的一种双向多端口非隔离直流变换器，其特征在于：在所述下管开关T3中的发射极和所述电容C4对应的连接端间设有电感L2。

5.如权利要求1-4任意一项所述的一种直流变换器的控制方法，其特征在于：所述控制方法包括母线电压控制过程和母线电流控制过程；所述母线电压控制过程包括正母线电压控制过程和负母线电压控制过程；所述母线电流控制过程包括正母线电流控制过程和负母线电流控制过程。

6.如权利要求5所述的一种控制方法，其特征在于：所述正母线电压控制过程包括以下步骤：

(1-1)接收恒压控制指令以及恒压控制指令值v_dref；

(1-2)通过模数转换电路采样电压反馈值v_i+(k)和i_L1(k)；

(1-3)确定电压环PI参数k_{p_u}和k_{i_u}；

(1-4)确定电压闭环PI控制输出电流指令i_dref；

(1-5)若所述i_dref＞0，所述直流变换器工作在buck模式，确定α_buck，控制T1的PWM占空比，T2封闭；

若所述i_dref≤0，所述直流变换器工作在boost模式，确定α_boost，控制T2的PWM占空比，T1封闭；

(1-6)根据所述直流变换器的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动T1和T2信号，返回步骤(1-1)。

7.如权利要求6所述的一种控制方法，其特征在于：所述负母线电压控制过程包括以下步骤：

(2-1)接收恒压控制指令以及恒压控制指令值v_dref；

(2-2)通过模数转换电路采样电压反馈值v_i-(k)，i_L2(k)；

(2-3)确定电压环PI参数k_{p_u}和k_{i_u}；

(2-4)确定电压闭环PI控制输出电流指令i_dref；

(2-5)若所述i_dref＞0，所述直流变换器工作在buck模式，确定α_buck，控制T4的PWM占空比，T3封闭；

若所述i_dref≤0，所述直流变换器工作在boost模式，确定α_boost，控制T3的PWM占空比，T4封闭；

(2-6)根据所述直流变换器的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动T3和T4信号，返回步骤(2-1)。

8.如权利要求7所述的一种控制方法，其特征在于：所述正母线电流控制方法过程包括以下步骤：

(3-1)接收恒电流控制指令以及电流控制指令值I_dref；

(3-2)通过模数转换电路采样电压反馈值i_L1(k)；

(3-3)若所述i_dref＞0，所述直流变换器工作在buck模式，确定α_buck，控制T1的PWM占空比，T2封闭；

(3-4)若所述i_dref≤0，所述直流变换器工作在boost模式，确定α_boost，控制T2的PWM占空比，T1封闭；

(3-5)根据所述直流变换器的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动T1和T2信号，返回步骤(3-1)。

9.如权利要求8所述的一种控制方法，其特征在于：所述负母线电流控制方法过程包括以下步骤：

(4-1)接收恒电流控制指令以及电流控制指令值I_dref；

(4-2)通过模数转换电路采样电压反馈值i_L2(k)；

(4-3)若所述i_dref＞0，所述直流变换器工作在buck模式，确定α_buck，控制T4的PWM占空比，T3封锁；

(4-4)若所述i_dref≤0，所述直流变换器工作在boost模式，确定α_boost，控制T3的PWM占空比，T4封锁；

(4-5)根据所述直流变换器的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动T3和T4信号，返回步骤(4-1)。

10.如权利要求7-9任意一项所述的一种控制方法，其特征在于：所述步骤(1-3)和步骤(2-3)中的电压环PI参数k_{p_u}和k_{i_u}通过下式确定：

其中，k_{p_u}为电压环比例系数，k_{i_u}为电压环积分系数；K_p0、K_p1、K_i0和K_i1均为常数，v_dref电流外环指令值，v_i(k)直流公共母线电压第k次采样值，U_min为电压偏差绝对值最小值，U_max：为电压偏差绝对值最大值；

所述步骤(1-4)和步骤(2-4)中的电流指令i_dref通过下式确定：

e_u(k)＝v_dref-v_i(k)

其中，i_dref：为内环电流指令，T_s：采样周期；

所述步骤(1-5)和步骤(2-5)中的α_buck通过下式确定：

当i_dref＞0时:

e_i(k)＝v_i-v_o

其中，α：PWM占空比，K_pi：电流内环比例系数，K_ii：电流内环积分系数，v_i：输入电压，v_o：输出电压；

所述步骤(1-5)的α_boost通过下式确定：

当i_dref≤0时：

e_i(k)＝v_i-v_o

所述步骤(2-5)的α_boost通过下式确定：

当i_dref＞0时：

e_i(k)＝v_i-v_o。

11.如权利要求10任意一项所述的一种控制方法，其特征在于：所述步骤(3-3)和步骤(4-3)中的α_buck通过下式确定：

当i_dref＞0时：

e_i(k)＝v_i-v_o

所述步骤(3-4)的α_boost通过下式确定：

当i_dref≤0时：

e_i(k)＝v_i-v_o

所述步骤(4-4)中的α_boost通过下式确定：

当i_dref＞0时：

e_i(k)＝v_i-v_o。

12.如权利要求6-9任意一项所述的一种控制方法，其特征在于：

当双向直流变换器正极正向工作时,所述T1和D2配合工作,直流变换器处于Buck模式；当T1导通时,电容C1侧电压加到二极管D1、电感L1和输出电容C3上,故二极管D2截止；此时加在电感L1上的电压为Vi+>Vo+,故电感电流线性增加能量以磁场能的形式存储在电感L1中,并同时向输出电压Vo侧充电；当T1关断时,电感电流通过二极管D2续流,电感电流线性减小,电感L1的储能向电容C3转移；

当双向直流变换器负极正向工作时,T4和二极管D3配合工作,直流处于Buck降压模式；当T4导通时,电容C2侧电压加到二极管D4、电感L2和输出电容C4上,故二极管D3截止；此时加在电感L2上的电压为Vi_>VO_,故电感电流线性增加能量以磁场能的形式存储在电感L2中,并同时向输出电压Vo侧充电；当T4关断时,电感电流通过二极管D3续流,电感电流线性减小,电感L2的储能向电容C4转移。

13.如权利要求6-9任意一项所述的一种控制方法，其特征在于：

当双向直流变换器正极反向工作时,T2和二极管D1配合工作，所述直流变换器处于boost模式；所述T2导通时，电容C3全部加到电感上,电感电流线性增加,电能以磁场能的形式存储在电感L1中，二极管D1截止；当T2关断时,电感电流通过二极管D1向输入电压Vi侧流动，电容C3和电感L1上的储能向电容C1转移,即给C1充电；

当双向直流变换器负极反向工作时,T3和二极管D4配合工作,直流处于boost模式；T3导通时，电容C4全部加到电感上,电感电流线性增加,电能以磁场能的形式存储在电感L2中，二极管D4截止；当T3关断时,电感电流通过二极管D4向输入电压Vi侧流动，电容C4和电感L2上的储能向电容C2转移,即给电容C2充电。