CN105376189A - 声波通信方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明披露了一种声波通信方法，包括步骤：发送端对待发送数据中的一数据单元作如下处理：设置校验编码；将所述数据单元按预设编码规则调制到M个载波上，M为大于或等于2的正整数；加入同步码；加入循环前缀；生成声音信号并发送；接收端接收所述声音信号，并作如下处理：对声音信号进行模数转换，获取数字序列；对所述数字序列进行下变频处理；对下变频得到的复数序列进行同步处理；对同步处理所得数据作快速傅里叶变换得到时域信号；对时域信号进行还原处理；对经还原的信号进行相位解调处理，解调方法与发送系统采用的调制方法相对应；对经相位解调的信号进行校验处理；还原二进制序列得到原始信息。

Description

声波通信方法和系统

技术领域

本发明涉及无线通信领域，特别涉及一种声波通信方法和系统。

背景技术

对于目前常用的局域、近场通信技术，如蓝牙和WiFi，在通信前需要通信双方进行配对，并且需要外加设备；而NFC/RIFD技术通常也需要专门的设备，并且往往用于数据的单向传输。对于用于数据传输的声波通信领域技术，常用的是超声波通信，这也需要额外的装置才可实现，这都将造成传输成本提高，同时也难以保证技术实施效率。

目前，一般便携式设备能够播放和录音的频率范围为0～22KHz。在0～2KHz频段干扰较为严重(包括人说话的声音，周围环境的声音等)，不适于数据传输。现有技术中存在采用16KHz～22KHz的频率范围作为通信频率的做法，事实上对于16KHz～18KHz频段，播放和录音的时候信号衰减严重，由于手机的麦克风和扬声器的质量参差不齐，因此这样的声音频段并不能很好的适配各类型的手机，也不适用于数据传输。

一公开专利技术提及采用频率映射即类似于FSK的方式将数据进行20Hz～20kHz的声波频率调制，然而为保证数据的可靠传输，需要将每个传输的频率保持在50ms；另一公开专利技术中则需保证频率传输持续40ms，并且还需要发送端与接收端同步。可想而知，当数据量较大的时候，这样的传输方式需要的传输时间是非常大的，所以其效率较低。

OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)即正交频分复用技术，实际上OFDM是MCM(MultiCarrierModulation)，多载波调制的一种。OFDM的主要思想是：将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干扰(ICI)。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上可以看成平坦性衰落，从而可以消除码间串扰，而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易。

OFDM调制技术具有抗干扰、抗频率衰减等特性，一般应用于高频、宽带传输领域，而较少应用于声波通信领域。

发明内容

基于此，需要提供一种具有良好终端适应性、高传输效率、低成本投入的声波通信技术方案。

为实现上述目的，发明人提供了一种声波通信方法，包括步骤：

发送端对待发送数据中的一数据单元作如下处理：

设置校验编码；

将所述数据单元按预设编码规则调制到M个载波上，M为大于或等于2的正整数，所述M个载波满足两两正交的关系，且M个载波中任意两个载波的频率差值的绝对值小于或等于22kHz；所述编码规则包括相位参数或幅度参数；

加入同步码；

加入循环前缀；

生成声音信号并发送；

接收端接收所述声音信号，并作如下处理：

对接收的声音信号进行模数转换，获取数字序列；

对所述数字序列进行下变频处理；

对下变频得到的复数序列进行同步处理；

对同步处理所得数据作快速傅里叶变换得到时域信号；

对时域信号进行还原处理，所述还原处理包括信道估计和信道补偿；

对经还原的信号进行相位解调处理，解调方法与发送系统采用的调制方法相对应；

对经相位解调的信号进行校验处理，校验方法与发送系统设置的校验编码方法相对应；

还原二进制序列得到原始信息。

进一步地，所述的声波通信方法中，步骤“将所述数据单元按预设编码规则调制到M个载波上”具体包括：

将数据单元按预设转换规则转换为一组复数序列，并按预设选取规则从该复数序列中选取M个复数，并将该M个复数与(N-M)个0以预设组成规则组成一长度为N的数据组，并对该数据组做N点傅里叶逆变换；其中N>M且N＝2ⁱ，i为正整数；

连接所有傅里叶逆变换结果信号得到调制结果信号。

进一步地，所述的声波通信方法中，接收端接收声音信号的数据流大小为一预设值，当接收的数据流大小达到所述预设值时开始模数转换及后续处理直至得到原始信息，而后将内存中的该声音信号数据流删除。

进一步地，所述的声波通信方法中，所述下变频处理具体包括：

将本地载波的同相分量与数字序列进行乘法运算并进行低通滤波，得到数字序列的同相分量；

将本地载波的正交分量与数字序列进行乘法运算并进行低通滤波，得到数字序列的正交分量；

其中本地载波的频率与发送系统采用的载波频率相对应；所述同相分量和正交分量构成一复数序列。

进一步地，所述的声波通信方法中，所述同步处理具体包括第一同步处理和第二同步处理；

所述第一同步处理包括：对所述复数序列每隔预设符号长度进行一次互相关运算，当得到的互相关值连续N次超过一预设阈值时判定为满足第一同步条件；

所述第二同步处理包括：从第一同步处理中互相关值第一次超过所述预设阈值的互相关值开始的若干个互相关值中确定最大值，并以最大值位置判定为实际数据起始位置。

进一步地，所述的声波通信方法中，在快速傅里叶变换运算前还包括步骤：

对同步处理所得数据流按预设大小单位分解为若干数据单元，对每一数据单元进行串并转换并去除循环数据；

在快速傅里叶变换运算后还包括步骤：

从每一数据单元的运算结果中去除发送系统加入的冗余数据后进行并串转换。

发明人还提供了一种声波通信系统，包括发送端和接收端；

所述发送端包括校验设置模块、调制模块、同步码模块、循环前缀模块、声音生成模块和声音发送模块；其中：

所述校验模块用于对待发送的一数据单元设置校验编码；

所述调制模块用于将所述数据单元按预设编码规则调制到M个载波上，M为大于或等于2的正整数，所述M个载波满足两两正交的关系，且M个载波中任意两个载波的频率差值的绝对值小于或等于22kHz；所述编码规则包括相位参数或幅度参数；

所述同步码模块用于加入同步码；

所述循环前缀模块用于加入循环前缀；

所述声音生成模块用于生成声音信号；

所述声音发送模块用于发送声音生成模块生成的声音信号；

所述接收端包括声音接收模块、模数转换模块、下变频模块、同步模块、变换模块、还原模块、相位解调模块和校验模块；其中：

所述声音接收模块用于接收声音信号；

所述模数转换模块用于对接收的声音信号进行模数转换，获取数字序列；

所述下变频模块用于对所述数字序列进行下变频处理；

所述同步模块用于对下变频得到的复数序列进行同步处理；

所述变换模块用于对同步处理所得数据作快速傅里叶变换得到时域信号；

所述还原模块用于对时域信号进行还原处理，所述还原处理包括信道估计和信道补偿；

所述相位解调模块用于对经还原的信号进行相位解调处理，解调方法与发送系统采用的调制方法相对应；

所述校验模块用于对经相位解调的信号进行校验处理，校验方法与发送系统设置的校验编码方法相对应。

进一步地，所述的声波通信系统中，调制模块将所述数据单元按预设编码规则调制到M个载波上具体包括：

将数据单元按预设转换规则转换为一组复数序列，并按预设选取规则从该复数序列中选取M个复数，并将该M个复数与(N-M)个0以预设组成规则组成一长度为N的数据组，并对该数据组做N点傅里叶逆变换；其中N>M且N＝2ⁱ，i为正整数；

连接所有傅里叶逆变换结果信号得到调制结果信号。

进一步地，所述的声波通信系统中的接收端还包括存储模块，用于存储声音接收模块所接收的声音信号；

声音接收模块接收的声音信号的数据流大小为一预设值，当接收的数据流大小达到所述预设值时模数转换模块开始对该声音信号数据流进行模数转换处理，直至校验模块完成校验处理得到原始信息后，存储模块将其中的该声音信号数据流删除。

进一步地，所述的声波通信系统中，下变频模块将本地载波的同相分量与数字序列进行乘法运算并进行低通滤波，得到数字序列的同相分量；并且

将本地载波的正交分量与数字序列进行乘法运算并进行低通滤波，得到数字序列的正交分量；

其中本地载波的频率与发送系统采用的载波频率相对应；所述同相分量和正交分量构成一复数序列。

进一步地，所述的声波通信系统中，同步模块所进行的同步处理具体包括第一同步处理和第二同步处理；

所述第一同步处理包括：对所述复数序列每隔预设符号长度进行一次互相关运算，当得到的互相关值连续N次超过一预设阈值时判定为满足第一同步条件，其中N为一预设正整数；

所述第二同步处理包括：从第一同步处理中互相关值第一次超过所述预设阈值的互相关值开始的若干个互相关值中确定最大值，并以最大值位置判定为实际数据起始位置。

进一步地，所述的声波通信系统中，变换模块在快速傅里叶变换运算前对同步处理所得数据流按预设大小单位分解为若干数据单元，对每一数据单元进行串并转换并去除循环数据；并在快速傅里叶变换运算后从每一数据单元的运算结果中去除发送系统加入的冗余数据后进行并串转换。

区别于现有技术，上述技术方案使用方便，传输过程无需匹配，随用随传；传输安全，传输过程可通过调节扬声器音量来控制传输距离；抗干扰性强，采用OFDM调制技术，抗频率衰减，同时提高了系统的抗环境干扰能力；信号质量高、适应性强，采用3～7kHz的声波频率作为载波频率，衰减较弱，并可有效的提高各种终端设备的适应性，可灵活应用于具有麦克风和/或扬声器的终端设备上，包括Android、ios、windowsphone操作系统的移动终端和windows平台的PC等。

本发明采用BPSK/QPSK调制技术，有效的提高传输速率，对于BPSK调制，传输速率可达2.4kbps，而对于QPSK调制，传输速率可达4.8kbps。此外，本发明提供的声波通信系统中的发送端和接收端可以分别使用也可组合应用，基于不同的应用场景和条件可灵活选择。

附图说明

图1为本发明一实施方式所述声波通信系统的结构示意图。

附图标记说明：

1-发送端

2-接收端

11-数据拆分模块

12-校验设置模块

13-调制模块

14-同步码模块

15-循环前缀模块

16-声音生成模块

17-声音发送模块

21-声音接收模块

22-模数转换模块

23-下变频模块

24-同步模块

25-变换模块

26-还原模块

27-相位解调模块

28-校验模块

29-存储模块

具体实施方式

为详细说明技术方案的技术内容、构造特征、所实现目的及效果，以下结合具体实施例并配合附图详予说明。

本发明一实施方式所述声波通信方法的发送端操作流程包括如下步骤：

S11、按预设长度条件拆分待发送数据，得到若干数据单元。

在本步骤中，首先选择或编辑待发送的具体内容，计算待发送数据的长度，然后根据实际应用中系统的设置以不超过40个字节的长度对待发送数据进行拆分，得到若干数据单元。后续的数据处理都将以每一数据单元为单位分别进行。在待发送数据的原始长度本身就已符合预设长度条件时，本步骤可省去。

S12、对数据单元设置校验编码。

在本步骤中，首先对经拆分后的每一数据单元进行标记，再在数据单元的末端以1bit为单位设置于前端数据分组相对应的比特位。通过设置校验码，为接收端的数据解调提供冗余校错的依据。所述校验方式包括奇偶校验、奇偶差奇偶校验和CRC循环冗余校验，还可以是其他能达到数据校验目的的常规方法。

S13、将所述数据单元按预设编码规则调制到M个载波上。

本步骤具体包括：

将数据单元按预设转换规则转换为一组复数序列，并按预设选取规则从该复数序列中选取M个复数，并将该M个复数与(N-M)个0以预设组成规则组成一长度为N的数据组，并对该数据组做N点傅里叶逆变换；其中N>M且N＝2ⁱ，i为正整数；

连接所有傅里叶逆变换结果信号得到调制结果信号。

所述预设转换规则可以是BPSK或QPSK。若采用BPSK转换，则将数字序列中的“0”调制为“-1”，数字序列中的“1”调制为“1”，从而得到正负交错的BPSK信号；若采用QPSK转换，则将序列中的“00”调制为“-1-i”，“01”调制为“-1+i”，“10”调制为“1-i”，“11”调制为“1+i”，从而得到四个相位的QPSK数据流，方便后续数据的载波调制，为数据传输提供保障。

所述预设选取规则可以包括从所述复数序列中选取M个复数的起始位置或选取规律，例如从复数序列i₁-i₁₀中选出3个复数，可以是i₁,i₂,i₃，可以是i₅,i₆,i₇,可以是i₄,i₈,i₁₀，也可以是i₉,i₃,i₇。

所述预设组成规则包括所述(N-M)个0在长度为N的数据组中的位置，例如该(N-M)个0位于长度为N的数据组的前端，位于长度为N的数据组的后端，或位于长度为N的数据组的中间。

优选的预设组成规则为将该(N-M)个0置于长度为N的数据组的中间。例如，当N＝10，M＝6时，0的数目为4，按照所述优选的组成规则，该长度为N的数据组排列方式为：a₁,a₂,a₃,0,0,0,0,a₄,a₅,a₆,。其中a₁-a₆为有效数据。这种优选组成规则的有益之处在于，实际操作中，部分fft变换得到的结果特征为中间是最大正频率值和负频率值，两头为0；而将0置于中间，则处理效果相当于取了连续的-L-+L频率值，再经过搬移到0-22k频段的操作后，可以得到一个连续的频率。

本实施方式中的调制本质上是OFDM调制，其过程中使用了128个子载波(即N＝128)，载波间隔Δf＝375Hz，有效子载波数为8(即M＝8)，有效符号持续时间T＝2.67ms，信号带宽f＝3k。

OFDM的主要实现过程是基于傅里叶变换与逆变换。本步骤中在傅里叶逆变换操作之前还包括一预处理操作，变换之后还包括一后处理操作。具体为：

对一数据单元，以一个字节为单位进行串并转换，即将每个字节的8bit数据分为前后4bit，在这中间加入120个0作为冗余数据构成128个bit的一组数据，然后对这组包含128个bit的数据进行快速傅里叶逆变换，得到频域数据，待所有的分组数据都完成了频域转换后，再将各组数据还原，将并行数据转换为串行的数据流，即将得到的各分组频域数据按照原先的顺序组合为一整串的数据流，从而完成OFDM调制。上述的每个字节的8bit即为构成有效子载波的实际数据来源，在数据流传输过程中占据了T＝2.67ms的传输时间；加入的120个0，即增加了120bit的0是为了防止数据的频域混叠，在数据流传输过程中构成了Δf＝375Hz的载波间隔，可以有效的分隔数据字节。

优选地，M的取值为2-64，且M个载波中任意两个载波的频率差值的绝对值范围为86Hz-16kHz。

更优选地，M的取值为2-16，且M个载波中任意两个载波的频率差值的绝对值范围为750Hz-3kHz。

对于上述两个优选方案，以单路信号码率为K、M取2为例进行说明：此时传输速率可以认为是2K，但随着M的提高，需要减少K值才能保持稳定性，这样总速率K*M并不完全正比于M。同时随着M增大，计算复杂性也随之增加。

M取2时，相当于串并转换以2个bit为单位，分为前后各1bit，在这中间加入126个0构成128个bit的一组数据的技术效果在于，比单路传输提高了近一倍的传输速率，估计可以达到1.2kbps(当采取BPSK调制时)。

M取16时，相当于以两个字节16bit为单位，前后各8bit，中间112个0。其技术效果在于，在移动设备等计算能力较差的计算环境中，能够流畅运行，并且保证了较高的传输速率，理论可以达到4.8kbps。

M取32时，相当于以4个字节32bit为单位，前后各16bit，中间96个0。其技术效果在于，比M取2或16的方案的传输速率都高，并且在声音传输时比较稳定，适用于诸如iphone等声音设备性能较好的实用场景，理论传输速率可以达到9.6kbps。

M取64时，相当于以8个字节64bit为单位，前后各32bit，中间64个0。在几种方案中传输速率最高，适用于定制高端麦克风的硬件设备，理论传输速率可以达到19.2kbps。

M个载波中任意两个载波的频率差值的绝对值范围实质上与M有关。例如，在3kHz以上，再取3kHz的频率差值范围(实际频谱3kHz-6kHz)，一般手机都能平稳接收，此时，当M＝8时，正好得到最小间隔375Hz。对于一些高端手机，6-8kHz左右的频谱范围是能够接收到的，此时如果M＝8，频率差值绝对值最大值取6kHz，最小间隔正好为750Hz。16kHz是一些特别定制的硬件设备可以达到的范围。

频率差最小值86Hz，是M取64，最大频率差为5504时的取值。

S14、在数据单元中加入同步码。

即在每个数据分组的前端加入7个OFDM符号组成的同步码，同步码按照一定的规律排列，主要用于接收数据时的信号同步，符号格式为：

P＝[1,0,1,0,-1,0,1,0]；

-P＝[-1,0,-1,0,1,0,-1,0]；

1＝[1,1,1,1,1,1,1,1]。

同步码的使用，主要是为了接收端在数据解调的时候，作为数据同步、信道估计等的依据，同时也增加了数据的一定冗余度和健壮性。

同步码的结构由7个OFDM符号组成，7个符号分别为[1,0,1,0，-1，0,1,0]，[1,0,1,0，-1，0,1,0]，[-1,0,-1,0，1，0,-1,0]，[-1,0,-1,0，1，0,-1,0]，[1,0,1,0，-1，0,1,0]，[1,0,1,0，-1，0,1,0]，[1,1,1,1,1,1,1,1]，即组成了“P，P，-P，-P，P，P，1”的序列。

在其他实施方式中，同步码的加入也可以在生成声音信号之前的任何时候进行，并不一定如本实施方式所述在步骤“将所述数据单元按预设编码规则调制到M个载波上”之后以及步骤“加入循环前缀”之前。

进一步地，数据单元包括同步码、数据长度、分组数目、分组编号或实际数据。其中数据长度、分组数目或分组编号的数值均小于或等于255。

其中，同步码FCH主要用于接收端对数据的同步和信道估计判断；一个字节长度的数据说明了发送端实际应该发送的数据的长度；分组数指明了发送数据的总的分组数量；分组编号指明了本数据分组的分组编号，用于说明本分组数据所处的实际位置，用于接收端对数据进行排列还原；传输的分组的实际数据部分，数据部分保存了每一组的实际数据内容。通过上述分组的有机组合，接收端可以有效的解调还原出发送端所发送的数据，并具有相应的校错能力。

经分组后的每个数据单元包括了7个OFDM符号长度的同步码+1字节的数据长度+1字节的分组数+1字节的分组编号+分组的实际数据部分。此外分组的参数具体为：

每组最大长度：40个OFDM符号为40byte；

每组最大总比特数：40×8＝320bit。

对分组长度范围进行限制的理由是，在具体实施过程中为了简化通信系统，没有考虑OFDM系统的采样频率同步和载波频率同步，因此数据传输的长度不能太长，否则会由于误差累加造成误码。同时数据在传输过程中容易受到干扰而误码，因此使用分组传输。经过大量实际测量，分组长度为(20～80个)符号时，系统的效率最高，其他长度也可以接受，但至少要小于240个符号，否则会因为误码的影响，很难成功接收。常规通信方法中的分组长度一般比较长或无限制，可能导致最终声音不稳定。本实施方式通过对分组长度进行限制，达到了稳定可靠的传输效果。

S15、在数据单元中加入循环前缀。

在完成数据的OFDM调制后会得到128bit为单位的连续数据流，此时将每个128bit重新整合，将其中的后32bit复制添加到128bit流的前端，构成160bit的连续数据流，完成数据的循环，即实现了循环前缀的添加。

S16、生成声音信号；

S17、发送声音信号。

通过步骤S16和S17，将上述编码调制后的数据流再调制到可以传输的频带上，生成并发送声音信号。其具体参数为：根据采样定理，采用不低于数据频率2倍的采样频率对数据流进行采样，为了较好的对数据采样，可采用不低于48kHz的采样频率，然后使用普通手机的麦克风和扬声器可接收较好的频率f＝3～7KHz作为载波频率，接着将采样得到的数据与载波信号相乘得到频带传输数据，即完成了数据的频带调制，从而得到可供声音传输的音频数据流。本步骤中所生成的声音信号的频率位于下述范围：

(93.75*0.9*k-93.75*1.1*k)Hz，

(86.13*0.9*k-86.13*1.1*k)Hz，

(78.13*0.9*k-78.13*1.1*k)Hz，

(62.5*0.9*k-62.5*1.1*k)Hz，或

(43.1*0.9*k-43.1*1.1*k)Hz，其中k＝0,1,...,255。

令生成的声音信号位于上述范围频率时，正好可以在两个普通录音设备的常用采样率范围取得正交性。例如，在48k采样率下，取第一组频率中任意两个都可以构成两两正交的关系。

发明人在选择信号频率范围的过程中发现，由于一般手机的喇叭可以播放的频率范围为(0～22KHz)信号，手机麦克风可以录制的频率范围为(0～22KHz)，部分手机的麦克风可以录制的频率范围为(0～9KHz)(已知的手机有小米1，努比亚手机)，在(0～3KHz)频率范围内，信号很容易受到环境噪声的影响，比如人说话的声音等。因此可以使用的频率范围为(3KHz～22KHz)。此外发明人经过测试发现，16KHz以上的信号在手机播放和接收过程中被衰减的很严重，因此不适用于传输数据，因此可以使用的频率范围为(3KHz～16KHz)。如果想要兼容所有手机，那么可以使用的频率范围为(3KHz～9KHz)。

此外，经发明人研究发现，基于声音在空气中传播的衰减公式可知，衰减主要包括发射衰减和空气吸收两部分；在一般室温和相对湿度条件下，传输距离一定时，22kHz以上频率的声音传输衰减率急剧增加，因此M个载波中任意两个载波的频率差值的绝对值应小于或等于22kHz，否则在进行频谱搬移过程中会使得声波最高频率超过22kHz。考虑到一定环境噪声的存在，为维持信噪比，16kHz为较乐观的估计值；当环境噪声较大时，3kHz左右具有较强的鲁棒性。

发明人经过大量的实际测试得到子载波间隔Δf为(86HZ～750HZ)时,通信效果较佳。当低于86Hz时，各个子载波间容易发生频谱干扰，造成误码率提高。当高于750Hz时，频谱的利用率较低，传输码率难以提高。有效子载波数N的值可以由信号带宽f和子载波间隔Δf得到，N＝f/Δf。

进一步地，步骤S13中，为了提高码率，同时使用多个载波信号传输数据。为了避免载波间相互混叠，选取相互正交的载波信号。这些相互正交的子载波满足以下公式： ${\∫}_0^{T_{\mathrm{sym}}}{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{k}t}{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{i}t}\mathrm{dt}=\left\{\begin{array}{cc}1& \∀k=i\\ 0& \mathrm{others}\end{array}\right..$

其中Tsym表示信号周期。在48kHz采样频率下可以选择的正交频率有表1所示的频率。可以根据实际需求选择频率1、频率2、频率3或频率4中的几个或全部频率点。

表1采样频率48kHz时可以选用的正交频率(单位Hz)

又例如，在44.1kHz采样频率下可以选择的正交频率有表2所示的频率。可以根据实际需求选择频率1、频率2、频率3或频率4中的几个或者全部频率点。

表2采样频率44.1kHz时可以选用的正交频率(单位Hz)

本实施方式设计的声波通信方法在发送端实现了对数据的快速、准确、高效的调制和发送，在采用BPSK调制的系统中最高可实现2.4kbps的传输速率，而在采用QPSK调制的系统中最高的传输速率可达到4.8kbps。

本发明一实施方式所述声波通信方法的接收端操作流程包括如下步骤：

S21、接收声音信号并对接收的声音信号进行模数转换，获取数字序列。

本步骤中，接收声音信号的装置可以是麦克风等声音接收装置；接收声音信号的数据流大小为一预设值，当接收的数据流大小达到所述预设值时开始模数转换及后续处理直至得到原始信息，而后将内存中的该声音信号数据流删除，这样可以有效节省系统的内存占用，同时迅速进行下一轮的声音接收和解调工作。

S22、对所述数字序列进行下变频处理。

要将音频数据流中的信息提取出来，首先要对数字序列进行下变频处理。处理方法具体包括：

将本地载波的同相分量与数字序列进行乘法运算并进行低通滤波，得到数字序列的同相分量；将本地载波的正交分量与数字序列进行乘法运算并进行低通滤波，得到数字序列的正交分量；

其中本地载波的频率与发送系统采用的载波频率相对应；所述同相分量和正交分量构成一复数序列，即完成下变频处理。

S23、对下变频得到的复数序列进行同步处理。

同步处理的目的是找到真正的数据所在位置，所述同步处理具体包括第一同步处理和第二同步处理。所述第一同步处理包括：对所述复数序列每隔预设符号长度进行一次互相关运算，当得到的互相关值连续N次超过一预设阈值时判定为满足第一同步条件；所述第二同步处理包括：从第一同步处理中互相关值第一次超过所述预设阈值的互相关值开始的若干个互相关值中确定最大值，并以最大值位置判定为实际数据起始位置。

例如，进行一次互相关运算，判断计算所得互相关值与预设阈值的大小，互相关值大于该预设阈值时，存取7个符号长度的互相关值，隔一个符号长度再判断互相关值是否大于该预设阈值；当连续5次计算互相关值均超过预设阈值时判断为满足第一同步条件(粗同步操作完成)。此时并未确定真正的数据位置，继而进行第二同步处理，从互相关值第一次超过预设阈值的点开始，往后保存1个符号长度的互相关值，找出这些互相关值的最大值，最大值所在位置即为数据起始位置，从而完成数据同步，即找到真正的数据所在位置。

S24、对同步处理所得数据作快速傅里叶变换得到时域信号。

本步中采用快速傅里叶变换(FFT)将数据作初步还原，这是由于发送端将数据作了逆傅里叶变换将数据转换到频域中，因此在接收解调时，需要对数据序列展开相反操作即傅里叶变换，从而将数据还原到正常的时域中。

首先将已获得起始位置的数据即上一步获得的数据流进行串并转换，以160bit为单位进行分解，将160bit数据去除32bit的循环前缀，获取后面的128bit数据；进而利用傅里叶变换公式对该128bit数据进行快速傅里叶变换运算。由于在发送端调制过程中该128bit数据中间插入有为防止混叠而加入的120个0，在傅里叶变换之后提取运算结果的第1-4和第125-128bit才是该数据单元中的实际数据内容，从而得到每一个子载波携带的数据。最后将获得的全部数据进行并串转换，获得完整连续数据流。此数据流中已经没有附加的不携带信息的0。

S25、对时域信号进行还原处理，所述还原处理包括信道估计和信道补偿。

由于声波调制传输过程以及系统接收信号均受到信号传输的环境和传播路径的影响，需要对接收的信号进行信道估计以还原出真实的信道信息，并且进一步进行信道补偿。具体做法为：

首先对FFT变换后获得的时域数据进行并串转换，获得一系列的连续数字序列。然后利用公式C(n)＝r(n)/d(n)估计信道结果，从而得到每一个子载波的信道估计函数；其中r(n)是第7个符号的FFT变换得到的数据；d(n)是保存于本地的数据，C为信道估计结果，n＝0,1,2,…,7为符号位。

进而，对收到的第n个子载波传输的信号ri(n)，利用公式si(n)＝ri(n)*C*(n)进行数据的信道补偿，其中ri表示第i个符号；C*(n)表示信道估计函数C(n)的共轭。从而完成时域信号的还原处理，以备后续的解调处理。

S26、对经还原的信号进行相位解调处理，解调方法与发送系统采用的调制方法相对应。

若发送系统采用BPSK调制，则解调端的相位解调采用BPSK解调，方法为将正负交错的数字序列进行解调得到二进制序列，解调的原理就是将数据序列中的“-1”解调为“0”，将数据序列中的“1”解调为“1”；若发送系统采用的是QPSK调制，则在接收端采用QPSK解调，方法为将序列中的“-1-i”解调为“00”，“-1+i”解调为“01”，“1-i”解调为“10”，“1+i”解调为“11”，从而将四个相位的QPSK符号还原为二进制序列。

S27、对经相位解调的信号进行校验处理，校验方法与发送系统设置的校验编码方法相对应。

在数据传输和解调过程中可能因受到环境和系统的影响而造成数据错误，因而为保证最终数据还原的正确性，需要先对上述二进制序列进行校错验证，并且接收端需要采用与发送端采用的校验法对应的校验方式进行数据校错，只有通过校错得到正确的结果后，才说明接收和解调的数据是正确的。校验方法取决于发送端采取的方法，可以是奇偶校验、交叉奇偶校验、CRC循环冗余校验等常规校验方法。

S28、还原二进制序列得到原始信息。

将上述过程得到的二进制序列按照ASCII码重新打包组合，从而得到原始的信息，最后可以根据不同的系统要求，将这些数据显示或融合到接收端的其他应用中去。

本实施方式所述的声波通信方法实现了对数据的快速、准确、高效的调制和发送，在采用BPSK调制的系统中最高可实现2.4kbps的传输速率，而在采用QPSK调制的系统中最高的传输速率可达到4.8kbps。

请参阅图1，为本发明一实施方式所述声波通信系统的结构示意图。所述系统包括发送端1和接收端2；所述发送端1包括数据拆分模块11、校验设置模块12、调制模块13、同步码模块14、循环前缀模块15、声音生成模块16和声音发送模块17。

所述数据拆分模块11用于按预设长度条件拆分待发送数据，得到若干数据单元。

所述校验设置模块12用于对数据单元设置校验编码。

所述调制模块13用于将所述数据单元按预设编码规则调制到M个载波上，M为大于或等于2的正整数，所述M个载波满足两两正交的关系，且M个载波中任意两个载波的频率差值的绝对值小于或等于22kHz；所述编码规则包括相位参数或幅度参数；具体包括：

将数据单元按预设转换规则转换为一组复数序列，并按预设选取规则从该复数序列中选取M个复数，并将该M个复数与(N-M)个0以预设组成规则组成一长度为N的数据组，并对该数据组做N点傅里叶逆变换；其中N>M且N＝2ⁱ，i为正整数。

连接所有傅里叶逆变换结果信号得到调制结果信号。

所述同步码模块14用于加入同步码。

所述循环前缀模块15用于加入循环前缀。

所述声音生成模块16用于生成声音信号；

所述声音发送模块17用于发送声音生成模块16生成的声音信号。

发送端1实现声波通信发送功能的具体方式如下：

首先，数据拆分模块11用于按预设长度条件拆分待发送数据，得到若干数据单元。数据拆分模块11首先选择或编辑待发送的具体内容，计算待发送数据的长度，然后根据实际应用中系统的设置以不超过40个字节的长度对待发送数据进行拆分，得到若干数据单元。后续的数据处理都将以每一数据单元为单位分别进行。在待发送数据的原始长度本身就已符合预设长度条件时。数据拆分模块11及其所执行的功能可省去。

校验设置模块12用于对一数据单元设置校验编码。

首先校验设置模块12对每一数据单元进行标记，再在数据单元的末端以1bit为单位设置于前端数据分组相对应的比特位。通过设置校验码，为接收端2的数据解调提供冗余校错的依据。所述校验方式包括奇偶校验、奇偶差奇偶校验和CRC循环冗余校验，还可以是其他能达到数据校验目的的常规方法。

调制模块13用于将所述数据单元按预设编码规则调制到M个载波上。具体包括：

将数据单元按预设转换规则转换为一组复数序列，并按预设选取规则从该复数序列中选取M个复数，并将该M个复数与(N-M)个0以预设组成规则组成一长度为N的数据组，并对该数据组做N点傅里叶逆变换；其中N>M且N＝2ⁱ，i为正整数；

连接所有傅里叶逆变换结果信号得到调制结果信号。

所述预设转换规则可以是BPSK或QPSK。若采用BPSK转换，则将数字序列中的“0”调制为“-1”，数字序列中的“1”调制为“1”，从而得到正负交错的BPSK信号；若采用QPSK转换，则将序列中的“00”调制为“-1-i”，“01”调制为“-1+i”，“10”调制为“1-i”，“11”调制为“1+i”，从而得到四个相位的QPSK数据流，方便后续数据的载波调制，为数据传输提供保障。

所述预设选取规则可以包括从所述复数序列中选取M个复数的起始位置或选取规律，例如从复数序列i₁-i₁₀中选出3个复数，可以是i₁,i₂,i₃，可以是i₅,i₆,i₇,可以是i₄,i₈,i₁₀，也可以是i₉,i₃,i₇。

所述预设组成规则包括所述(N-M)个0在长度为N的数据组中的位置，例如该(N-M)个0位于长度为N的数据组的前端，位于长度为N的数据组的后端，或位于长度为N的数据组的中间。

优选的预设组成规则为将该(N-M)个0置于长度为N的数据组的中间。例如，当N＝10，M＝6时，0的数目为4，按照所述优选的组成规则，该长度为N的数据组排列方式为：a₁,a₂,a₃,0,0,0,0,a₄,a₅,a₆,。其中a₁-a₆为有效数据。这种优选组成规则的有益之处在于，实际操作中，部分fft变换得到的结果特征为中间是最大正频率值和负频率值，两头为0；而将0置于中间，则处理效果相当于取了连续的-L-+L频率值，再经过搬移到0-22k频段的操作后，可以得到一个连续的频率。

调制模块13所进行的调制本质上是OFDM调制，其过程中使用了128个子载波(即N＝128)，载波间隔Δf＝375Hz，有效子载波数为8(即M＝8)，有效符号持续时间T＝2.67ms，信号带宽f＝3k。

OFDM的主要实现过程是基于傅里叶变换与逆变换。在进行傅里叶逆变换操作之前调制模块13还需要进行一预处理操作，变换之后还包括一后处理操作。具体为：

对一数据单元，以一个字节为单位进行串并转换，即将每个字节的8bit数据分为前后4bit，在这中间加入120个0作为冗余数据构成128个bit的一组数据，然后对这组包含128个bit的数据进行快速傅里叶逆变换，得到频域数据，待所有的分组数据都完成了频域转换后，再将各组数据还原，将并行数据转换为串行的数据流，即将得到的各分组频域数据按照原先的顺序组合为一整串的数据流，从而完成OFDM调制。上述的每个字节的8bit即为构成有效子载波的实际数据来源，在数据流传输过程中占据了T＝2.67ms的传输时间；加入的120个0，即增加了120bit的0是为了防止数据的频域混叠，在数据流传输过程中构成了Δf＝375Hz的载波间隔，可以有效地分隔数据字节。

优选地，M的取值为2-64，且M个载波中任意两个载波的频率差值的绝对值范围为86Hz-16kHz。

更优选地，M的取值为2-16，且M个载波中任意两个载波的频率差值的绝对值范围为750Hz-3kHz。

对于上述两个优选方案，以单路信号码率为K、M取2为例进行说明：此时传输速率可以认为是2K，但随着M的提高，需要减少K值才能保持稳定性，这样总速率K*M并不完全正比于M。同时随着M增大，计算复杂性也随之增加。

M取2时，相当于串并转换以2个bit为单位，分为前后各1bit，在这中间加入126个0构成128个bit的一组数据的技术效果在于，比单路传输提高了近一倍的传输速率，估计可以达到1.2kbps(当采取BPSK调制时)。

M取16时，相当于以两个字节16bit为单位，前后各8bit，中间112个0。其技术效果在于，在移动设备等计算能力较差的计算环境中，能够流畅运行，并且保证了较高的传输速率，理论可以达到4.8kbps。

M取32时，相当于以4个字节32bit为单位，前后各16bit，中间96个0。其技术效果在于，比M取2或16的方案的传输速率都高，并且在声音传输时比较稳定，适用于诸如iphone等声音设备性能较好的实用场景，理论传输速率可以达到9.6kbps。

M取64时，相当于以8个字节64bit为单位，前后各32bit，中间64个0。在几种方案中传输速率最高，适用于定制高端麦克风的硬件设备，理论传输速率可以达到19.2kbps。

M个载波中任意两个载波的频率差值的绝对值范围实质上与M有关。例如，在3kHz以上，再取3kHz的频率差值范围(实际频谱3kHz-6kHz)，一般手机都能平稳接收，此时，当M＝8时，正好得到最小间隔375Hz。对于一些高端手机，6-8kHz左右的频谱范围是能够接收到的，此时如果M＝8，频率差值绝对值最大值取6kHz，最小间隔正好为750Hz。16kHz是一些特别定制的硬件设备可以达到的范围。

频率差最小值86Hz，是M取64，最大频率差为5504时的取值。

同步码模块14用于在数据单元中加入同步码。

即在每个数据分组的前端加入7个OFDM符号组成的同步码，同步码按照一定的规律排列，主要用于接收数据时的信号同步，符号格式为：

P＝[1,0,1,0,-1,0,1,0]；

-P＝[-1,0,-1,0,1,0,-1,0]；

1＝[1,1,1,1,1,1,1,1]。

同步码的使用，主要是为了接收端2在数据解调的时候，作为数据同步、信道估计等的依据，同时也增加了数据的一定冗余度和健壮性。

同步码的结构由7个OFDM符号组成，7个符号分别为[1,0,1,0，-1，0,1,0]，[1,0,1,0，-1，0,1,0]，[-1,0,-1,0，1，0,-1,0]，[-1,0,-1,0，1，0,-1,0]，[1,0,1,0，-1，0,1,0]，[1,0,1,0，-1，0,1,0]，[1,1,1,1,1,1,1,1]，即组成了“P，P，-P，-P，P，P，1”的序列。

进一步地，数据单元包括同步码、数据长度、分组数目、分组编号或实际数据。其中数据长度、分组数目或分组编号的数值均小于或等于255。

其中，同步码FCH主要用于接收端2对数据的同步和信道估计判断；一个字节长度的数据说明了发送端1实际应该发送的数据的长度；分组数指明了发送数据的总的分组数量；分组编号指明了本数据分组的分组编号，用于说明本分组数据所处的实际位置，用于接收端2对数据进行排列还原；传输的分组的实际数据部分，数据部分保存了每一组的实际数据内容。通过上述分组的有机组合，接收端2可以有效的解调还原出发送端1所发送的数据，并具有相应的校错能力。

经分组后的每个数据单元包括了7个OFDM符号长度的同步码+1字节的数据长度+1字节的分组数+1字节的分组编号+分组的实际数据部分。此外分组的参数具体为：

每组最大长度：40个OFDM符号为40byte；

每组最大总比特数：40×8＝320bit。

对分组长度范围进行限制的理由是，在具体实施过程中为了简化通信系统，没有考虑OFDM系统的采样频率同步和载波频率同步，因此数据传输的长度不能太长，否则会由于误差累加造成误码。同时数据在传输过程中容易受到干扰而误码，因此使用分组传输。经过大量实际测量，分组长度为(20～80个)符号时，系统的效率最高，其他长度也可以接受，但至少要小于240个符号，否则会因为误码的影响，很难成功接收。常规通信方法中的分组长度一般比较长或无限制，可能导致最终声音不稳定。本实施方式通过对分组长度进行限制，达到了稳定可靠的传输效果。

OFDM调制模块15用于对数据单元进行OFDM调制。

在OFDM调制模块15的调制过程中，使用了128个子载波，载波间隔Δf＝375Hz，有效子载波数为8，有效符号持续时间T＝2.67ms，信号带宽f＝3k。

OFDM的主要实现过程是基于傅里叶变换与逆变换。实际上，OFDM调制模块15在傅里叶逆变换操作之前还包括一预处理操作，变换之后还包括一后处理操作。具体为：

OFDM调制模块15对一数据单元以一个字节为单位进行串并转换，即将每个字节的8bit数据分为前后4bit，在这中间加入120个0作为冗余数据构成128个bit的一组数据，然后对这组包含128个bit的数据进行快速傅里叶逆变换，得到频域数据，待所有的分组数据都完成了频域转换后，再将各组数据还原，将并行数据转换为串行的数据流，即将得到的各分组频域数据按照原先的顺序组合为一整串的数据流，从而完成OFDM调制。上述的每个字节的8bit即为构成有效子载波的实际数据来源，在数据流传输过程中占据了T＝2.67ms的传输时间；加入的120个0，即增加了120bit的0是为了防止数据的频域混叠，在数据流传输过程中构成了Δf＝375Hz的载波间隔，可以有效的分隔数据字节。

循环前缀模块15用于加入循环前缀。

在完成数据的OFDM调制后会得到128bit为单位的连续数据流，此时循环前缀模块16将每个128bit重新整合，将其中的后32bit复制添加到128bit流的前端，构成160bit的连续数据流，完成数据的循环，即实现了循环前缀的添加。

声音生成模块16用于生成声音信号，最后声音发送模块17发送声音生成模块16生成的声音信号。

具体地，将经过上述处理后的数据流再调制到可以传输的频带上并生成声音信号，其处理的具体参数为：根据采样定理，采用不低于数据频率2倍的采样频率对数据流进行采样，为了较好的对数据采样，可采用不低于48kHz的采样频率，然后使用普通手机的麦克风和扬声器可接受较好的频率f＝3～7KHz作为载波频率，接着将采样得到的数据与载波信号相乘得到频带传输数据，即完成了数据的频带调制，从而得到可供声音传输的音频数据流。所生成的声音信号的频率位于下述范围：

(93.75*0.9*k-93.75*1.1*k)Hz，

(86.13*0.9*k-86.13*1.1*k)Hz，

(78.13*0.9*k-78.13*1.1*k)Hz，

(62.5*0.9*k-62.5*1.1*k)Hz，或

(43.1*0.9*k-43.1*1.1*k)Hz，其中k＝0,1,...,255。

令生成的声音信号位于上述范围频率时，正好可以在两个普通录音设备的常用采样率范围取得正交性。例如，在48k采样率下，取第一组频率中任意两个都可以构成两两正交的关系。

发明人在选择信号频率范围的过程中发现，由于一般手机的喇叭可以播放的频率范围为(0～22KHz)信号，手机麦克风可以录制的频率范围为(0～22KHz)，部分手机的麦克风可以录制的频率范围为(0～9KHz)(已知的手机有小米1，努比亚手机)，在(0～3KHz)频率范围内，信号很容易受到环境噪声的影响，比如人说话的声音等。因此可以使用的频率范围为(3KHz～22KHz)。此外发明人经过测试发现，16KHz以上的信号在手机播放和接收过程中被衰减的很严重，因此不适用于传输数据，因此可以使用的频率范围为(3KHz～16KHz)。如果想要兼容所有手机，那么可以使用的频率范围为(3KHz～9KHz)。

此外，经发明人研究发现，基于声音在空气中传播的衰减公式可知，衰减主要包括发射衰减和空气吸收两部分；在一般室温和相对湿度条件下，传输距离一定时，22kHz以上频率的声音传输衰减率急剧增加，因此M个载波中任意两个载波的频率差值的绝对值应小于或等于22kHz，否则在进行频谱搬移过程中会使得声波最高频率超过22kHz。考虑到一定环境噪声的存在，为维持信噪比，16kHz为较乐观的估计值；当环境噪声较大时，3kHz左右具有较强的鲁棒性。

发明人经过大量的实际测试得到子载波间隔Δf为(86HZ～750HZ)时,通信效果较佳。当低于86Hz时，各个子载波间容易发生频谱干扰，造成误码率提高。当高于750Hz时，频谱的利用率较低，传输码率难以提高。有效子载波数N的值可以由信号带宽f和子载波间隔Δf得到，N＝f/Δf。

进一步地，调制模块13为了提高码率，同时使用多个载波信号传输数据。为了避免载波间相互混叠，选取相互正交的载波信号。这些相互正交的子载波满足以下公式： ${\∫}_0^{T_{\mathrm{sym}}}{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{k}t}{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{i}t}\mathrm{dt}=\left\{\begin{array}{cc}1& \∀k=i\\ 0& \mathrm{others}\end{array}\right..$

其中Tsym表示信号周期。在48kHz采样频率下可以选择的正交频率有表1所示的频率。可以根据实际需求选择频率1、频率2、频率3或频率4中的几个或全部频率点。

又例如，在44.1kHz采样频率下可以选择的正交频率有表2所示的频率。可以根据实际需求选择频率1、频率2、频率3或频率4中的几个或者全部频率点。

进一步地，所述接收端2包括声音接收模块21、模数转换模块22、下变频模块23、同步模块24、变换模块25、还原模块26、相位解调模块27、校验模块28和存储模块29；

所述声音接收模块21用于接收声音信号；

所述模数转换模块22用于对接收的声音信号进行模数转换，获取数字序列；

所述下变频模块23用于对所述数字序列进行下变频处理；

所述同步模块24用于对下变频得到的复数序列进行同步处理；

所述变换模块25用于对同步处理所得数据作快速傅里叶变换得到时域信号；

所述还原模块26用于对时域信号进行还原处理，所述还原处理包括信道估计和信道补偿；

所述相位解调模块27用于对经还原的信号进行相位解调处理，解调方法与发送端1采用的调制方法相对应；

所述校验模块28用于对经相位解调的信号进行校验处理，校验方法与发送端1设置的校验编码方法相对应；

所述存储模块29用于存储声音接收模块所接收的声音信号。

接收端2实现声波通信接收解调应答的具体方式如下：

首先，声音接收模块21接收声音信号并对接收的声音信号进行模数转换，获取数字序列。

声音接收模块21可以是麦克风等声音接收装置；接收声音信号的数据流大小为一预设值，并将接收的声音信号存储与存储模块29中；当接收的数据流大小达到所述预设值时，模数转换模块22开始模数转换，并经一系列后续处理直至得到原始信息后，将存储模块29如内存中的该声音信号数据流删除，这样可以有效节省系统的内存占用，同时迅速进行下一轮的声音接收和解调工作。

下变频模块22对所述数字序列进行下变频处理，这是将音频数据流中的信息提取出来的前提，处理方法具体包括：将本地载波的同相分量与数字序列进行乘法运算并进行低通滤波，得到数字序列的同相分量；将本地载波的正交分量与数字序列进行乘法运算并进行低通滤波，得到数字序列的正交分量；其中本地载波的频率与发送端1采用的载波频率相对应；所述同相分量和正交分量构成一复数序列，即完成下变频处理。

然后，同步模块24用于对下变频得到的复数序列进行同步处理，目的是找到真正的数据所在位置，所述同步处理具体包括第一同步处理和第二同步处理。所述第一同步处理包括：对所述复数序列每隔预设符号长度进行一次互相关运算，当得到的互相关值连续N次超过一预设阈值时判定为满足第一同步条件；所述第二同步处理包括：从第一同步处理中互相关值第一次超过所述预设阈值的互相关值开始的若干个互相关值中确定最大值，并以最大值位置判定为实际数据起始位置。

例如，进行一次互相关运算，判断计算所得互相关值与预设阈值的大小，互相关值大于该预设阈值时，存取7个符号长度的互相关值，隔一个符号长度再判断互相关值是否大于该预设阈值；当连续5次计算互相关值均超过预设阈值时判断为满足第一同步条件(粗同步操作完成)。此时并未确定真正的数据位置，继而进行第二同步处理，从互相关值第一次超过预设阈值的点开始，往后保存1个符号长度的互相关值，找出这些互相关值的最大值，最大值所在位置即为数据起始位置，从而完成数据同步，即找到真正的数据所在位置。

进一步地，变换模块25对同步处理所得数据作快速傅里叶变换得到时域信号。变换模块25采用快速傅里叶变换(FFT)将数据作初步还原，这是由于发送端1将数据作了逆傅里叶变换将数据转换到频域中，因此在接收解调时，需要对数据序列展开相反操作即傅里叶变换，从而将数据还原到正常的时域中。首先将已获得起始位置的数据即上一步获得的数据流进行串并转换，以160bit为单位进行分解，将160bit数据去除32bit的循环前缀，获取后面的128bit数据；进而利用傅里叶变换公式对该128bit数据进行快速傅里叶变换运算。由于在发送端1调制过程中该128bit数据中间插入有为防止混叠而加入的120个0，在傅里叶变换之后提取运算结果的第1-4和第125-128bit才是该数据单元中的实际数据内容，从而得到每一个子载波携带的数据。最后将获得的全部数据进行并串转换，获得完整连续数据流。此数据流中已经没有附加的不携带信息的0。

还原模块26对时域信号进行还原处理，所述还原处理包括信道估计和信道补偿。由于声波调制传输过程以及系统接收信号均受到信号传输的环境和传播路径的影响，需要对接收的信号进行信道估计以还原出真实的信道信息，并且进一步进行信道补偿。具体做法为：

首先对FFT变换后获得的时域数据进行并串转换，获得一系列的连续数字序列。然后利用公式C(n)＝r(n)/d(n)估计信道结果，从而得到每一个子载波的信道估计函数；其中r(n)是第7个符号的FFT变换得到的数据；d(n)是保存于本地的数据，C为信道估计结果，n＝0,1,2,…,7为符号位。

进而，对收到的第n个子载波传输的信号ri(n)，利用公式si(n)＝ri(n)*C*(n)进行数据的信道补偿，其中ri表示第i个符号；C*(n)表示信道估计函数C(n)的共轭。从而完成时域信号的还原处理，以备后续的解调处理。

相位解调模块27用于对经还原的信号进行相位解调处理，解调方法与发送端1采用的调制方法相对应。也就是说，若发送端1采用BPSK调制，则解调端的相位解调采用BPSK解调，方法为将正负交错的数字序列进行解调得到二进制序列，解调的原理就是将数据序列中的“-1”解调为“0”，将数据序列中的“1”解调为“1”；若发送端1采用的是QPSK调制，则在接收端2采用QPSK解调，方法为将序列中的“-1-i”解调为“00”，“-1+i”解调为“01”，“1-i”解调为“10”，“1+i”解调为“11”，从而将四个相位的QPSK符号还原为二进制序列。

校验模块48用于对经相位解调的信号进行校验处理，校验方法与发送端1设置的校验编码方法相对应。在数据传输和解调过程中可能因受到环境和系统的影响而造成数据错误，因而为保证最终数据还原的正确性，需要先对上述二进制序列进行校错验证，并且接收端2需要采用与发送端1采用的校验法对应的校验方式进行数据校错，只有通过校错得到正确的结果后，才说明接收和解调的数据是正确的。校验方法取决于发送端1采取的方法，可以是奇偶校验、交叉奇偶校验、CRC循环冗余校验等常规校验方法。

最后将上述过程得到的二进制序列按照ASCII码重新打包组合，从而得到原始的信息，并且可以进一步根据不同的系统要求，将这些数据显示或融合到接收端2的其他应用中去。这样就实现了声波通信接收解调获取信息的全过程。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者终端设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者终端设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括……”或“包含……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者终端设备中还存在另外的要素。此外，在本文中，“大于”、“小于”、“超过”等理解为不包括本数；“以上”、“以下”、“以内”等理解为包括本数。

本领域内的技术人员应明白，上述各实施例可提供为方法、装置、或计算机程序产品。这些实施例可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。上述各实施例涉及的方法中的全部或部分步骤可以通过程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可以存储于计算机设备可读取的存储介质中，用于执行上述各实施例方法所述的全部或部分步骤。

上述各实施例是参照根据实施例所述的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到计算机设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可装载到计算机设备上，使得在计算机设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

尽管已经对上述各实施例进行了描述，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例做出另外的变更和修改，所以以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利保护范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围之内。

Claims (12)

1.一种声波通信方法，包括步骤：

发送端对待发送数据中的一数据单元作如下处理：

设置校验编码；

将所述数据单元按预设编码规则调制到M个载波上，M为大于或等于2的正整数，所述M个载波满足两两正交的关系，且M个载波中任意两个载波的频率差值的绝对值小于或等于22kHz；所述编码规则包括相位参数或幅度参数；

加入同步码；

加入循环前缀；

生成声音信号并发送；

接收端接收所述声音信号，并作如下处理：

对接收的声音信号进行模数转换，获取数字序列；

对所述数字序列进行下变频处理；

对下变频得到的复数序列进行同步处理；

对同步处理所得数据作快速傅里叶变换得到时域信号；

对时域信号进行还原处理，所述还原处理包括信道估计和信道补偿；

对经还原的信号进行相位解调处理，解调方法与发送系统采用的调制方法相对应；

对经相位解调的信号进行校验处理，校验方法与发送系统设置的校验编码方法相对应；

还原二进制序列得到原始信息。

2.如权利要求1所述的声波通信方法中，步骤“将所述数据单元按预设编码规则调制到M个载波上”具体包括：

将数据单元按预设转换规则转换为一组复数序列，并按预设选取规则从该复数序列中选取M个复数，并将该M个复数与(N-M)个0以预设组成规则组成一长度为N的数据组，并对该数据组做N点傅里叶逆变换；其中N>M且N＝2ⁱ，i为正整数；

连接所有傅里叶逆变换结果信号得到调制结果信号。

3.如权利要求1或2所述的声波通信方法中，接收端接收声音信号的数据流大小为一预设值，当接收的数据流大小达到所述预设值时开始模数转换及后续处理直至得到原始信息，而后将内存中的该声音信号数据流删除。

4.如权利要求1或2所述的声波通信方法中，所述下变频处理具体包括：

将本地载波的同相分量与数字序列进行乘法运算并进行低通滤波，得到数字序列的同相分量；

将本地载波的正交分量与数字序列进行乘法运算并进行低通滤波，得到数字序列的正交分量；

其中本地载波的频率与发送系统采用的载波频率相对应；所述同相分量和正交分量构成一复数序列。

5.如权利要求1或2所述的声波通信方法中，所述同步处理具体包括第一同步处理和第二同步处理；

所述第一同步处理包括：对所述复数序列每隔预设符号长度进行一次互相关运算，当得到的互相关值连续N次超过一预设阈值时判定为满足第一同步条件；

所述第二同步处理包括：从第一同步处理中互相关值第一次超过所述预设阈值的互相关值开始的若干个互相关值中确定最大值，并以最大值位置判定为实际数据起始位置。

6.如权利要求1或2所述的声波通信方法中，在快速傅里叶变换运算前还包括步骤：

对同步处理所得数据流按预设大小单位分解为若干数据单元，对每一数据单元进行串并转换并去除循环数据；

在快速傅里叶变换运算后还包括步骤：

从每一数据单元的运算结果中去除发送系统加入的冗余数据后进行并串转换。

7.一种声波通信系统，包括发送端和接收端；

所述发送端包括校验设置模块、调制模块、同步码模块、循环前缀模块、声音生成模块和声音发送模块；其中：

所述校验模块用于对待发送的一数据单元设置校验编码；

所述调制模块用于将所述数据单元按预设编码规则调制到M个载波上，M为大于或等于2的正整数，所述M个载波满足两两正交的关系，且M个载波中任意两个载波的频率差值的绝对值小于或等于22kHz；所述编码规则包括相位参数或幅度参数；

所述同步码模块用于加入同步码；

所述循环前缀模块用于加入循环前缀；

所述声音生成模块用于生成声音信号；

所述声音发送模块用于发送声音生成模块生成的声音信号；

所述接收端包括声音接收模块、模数转换模块、下变频模块、同步模块、变换模块、还原模块、相位解调模块和校验模块；其中：

所述声音接收模块用于接收声音信号；

所述模数转换模块用于对接收的声音信号进行模数转换，获取数字序列；

所述下变频模块用于对所述数字序列进行下变频处理；

所述同步模块用于对下变频得到的复数序列进行同步处理；

所述变换模块用于对同步处理所得数据作快速傅里叶变换得到时域信号；

所述还原模块用于对时域信号进行还原处理，所述还原处理包括信道估计和信道补偿；

所述相位解调模块用于对经还原的信号进行相位解调处理，解调方法与发送系统采用的调制方法相对应；

所述校验模块用于对经相位解调的信号进行校验处理，校验方法与发送系统设置的校验编码方法相对应。

8.如权利要求7所述的声波通信系统中，调制模块将所述数据单元按预设编码规则调制到M个载波上具体包括：

将数据单元按预设转换规则转换为一组复数序列，并按预设选取规则从该复数序列中选取M个复数，并将该M个复数与(N-M)个0以预设组成规则组成一长度为N的数据组，并对该数据组做N点傅里叶逆变换；其中N>M且N＝2ⁱ，i为正整数；

连接所有傅里叶逆变换结果信号得到调制结果信号。

9.如权利要求7或8所述的声波通信系统中的接收端还包括存储模块，用于存储声音接收模块所接收的声音信号；

声音接收模块接收的声音信号的数据流大小为一预设值，当接收的数据流大小达到所述预设值时模数转换模块开始对该声音信号数据流进行模数转换处理，直至校验模块完成校验处理得到原始信息后，存储模块将其中的该声音信号数据流删除。

10.如权利要求7或8所述的声波通信系统中，下变频模块将本地载波的同相分量与数字序列进行乘法运算并进行低通滤波，得到数字序列的同相分量；并且

将本地载波的正交分量与数字序列进行乘法运算并进行低通滤波，得到数字序列的正交分量；

其中本地载波的频率与发送系统采用的载波频率相对应；所述同相分量和正交分量构成一复数序列。

11.如权利要求7或8所述的声波通信系统中，同步模块所进行的同步处理具体包括第一同步处理和第二同步处理；

所述第一同步处理包括：对所述复数序列每隔预设符号长度进行一次互相关运算，当得到的互相关值连续N次超过一预设阈值时判定为满足第一同步条件，其中N为一预设正整数；

所述第二同步处理包括：从第一同步处理中互相关值第一次超过所述预设阈值的互相关值开始的若干个互相关值中确定最大值，并以最大值位置判定为实际数据起始位置。

12.如权利要求7或8所述的声波通信系统中，变换模块在快速傅里叶变换运算前对同步处理所得数据流按预设大小单位分解为若干数据单元，对每一数据单元进行串并转换并去除循环数据；并在快速傅里叶变换运算后从每一数据单元的运算结果中去除发送系统加入的冗余数据后进行并串转换。