CN105375776A - 一种模块化隔离型电池储能变换器的正弦波调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种模块化隔离型电池储能变换器的正弦波调制方法，所述方法使变压器原副边交流电压均为正弦波，通过调节原副边正弦波电压之间相位差大小和方向实现能量的双向传递，通过校正副边桥臂Arm_s1输出电压的直流分量来调节变压器副边侧电流平均值，通过校正变压器原边侧电流i_Lp来调节副边桥臂Arm_s1所有子模块直流母线电容电压的平均值v_{arm_s1_dc}，通过校正原边桥臂Arm_p1输出电压的交流分量v_{p1_ac}来调节变压器原边电流i_Lp，从而达到稳定模块电压和控制并网电流的目的，实现系统稳定可靠运行。

Description

一种模块化隔离型电池储能变换器的正弦波调制方法

技术领域

本发明涉及电气自动化设备技术领域，具体地，涉及一种模块化隔离型电池储能变换器的正弦波调制策略。

背景技术

电池储能系统在电力系统中的各个方面，尤其是在负荷平衡、用户侧电能质量、无功补偿以及容纳可再生能源等重要领域占据着日益重要的位置。而由于其特殊作用及昂贵的成本，使得电池储能系统的可靠性举足轻重。

模块多电平变换器(MMC)由于输出电压等级较高，且可扩展性和冗余控制容量大，广泛的应用于直流配电网中。将隔离型模块化多电平储能变换器应用于直流配电网，变压器原边侧通过一个滤波电感接储能级联H桥电路，变压器副边侧绕组通过滤波电感和副边桥臂接直流配电网，变压器副边桥臂由n个子模块串联而成，每个模块的直流侧接直流母线电容。

然而，由于应用于中高压直流配电网的隔离型模块化多电平储能变换器结构的特殊性，需要相应的调制和控制策略来保证系统的稳定可靠运行。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的是为基于直流电网的隔离型模块化多电平储能变换器提供一种正弦波调制策略，即变压器原副边交流电压为正弦波，并通过调节变压器原副边正弦波电压的相位差，实现储能电池与直流电网之间能量的双向传递，此外，通过相应的控制策略，实现系统稳定可靠运行。

本发明提供一种隔离型模块化多电平储能变换器的正弦波调制方法，其中：所述模块化隔离型电池储能变换器其拓扑结构为：变压器原边通过一个滤波电感L_p接原边桥臂Arm_p1的输出端，变压器原边桥臂Arm_p1由m个H桥级联而成，m个H桥的串联的输出作为原边桥臂Arm_p1的输出，每个H桥的直流侧接储能电池；变压器的副边侧一端通过一个滤波电感L_s、桥臂Arm_s1与直流电网母线负极相连接，变压器的副边侧另一端与直流电网母线的正极相连；桥臂Arm_s1由n个子模块串联组成，每个子模块直流侧接直流母线电容，构成副边桥臂Arm_s1的每个模块采用全桥结构或半桥结构；

所述变压器原、副边电压为正弦波，即原边桥臂Arm_p1与副边桥臂Arm_s1各个模块采用载波移相SPWM，原边桥臂Arm_p1与副边桥臂Arm_s1输出为SPWM波形，经原副边滤波电感滤波后变压器原副边为正弦波；

原边桥臂Arm_p1的每个H桥能输出三种状态(-1、0、1)，变压器原边正弦波电压的范围是-m～m；由于直流电网存在，副边桥臂Arm_s1所有子模块输出交流电压叠加后直流分量近似为直流电网电压v_dc，即变压器副边侧交流电压关于v_dc对称，当副边桥臂Arm_s1每个模块采用全桥结构时，副边桥臂Arm_s1输出正弦波电压范围是-n～n；每个半桥只能输出两种状态(0、1)，当副边桥臂Arm_s1每个模块采用半桥结构时，副边桥臂Arm_s1输出正弦波电压范围是0～n；

为实现储能电池与直流电网之间的能量双向传递，在变压器原、副边正弦波之间存在相位差所述方法使变压器原副边交流电压为正弦波，通过调节原副边正弦波电压之间相位差大小和方向实现能量的双向传递，通过校正副边桥臂Arm_s1输出电压的直流分量来调节变压器副边侧电流平均值，通过校正变压器原边侧电流i_Lp来调节副边桥臂Arm_s1所有子模块直流母线电容电压的平均值v_{arm_s1_dc}，通过校正原边桥臂Arm_p1输出电压的交流分量v_{p1_ac}来调节变压器原边电流i_Lp，从而达到稳定模块电压和控制并网电流的目的，实现系统稳定可靠运行。

优选地，所述方法通过校正副边桥臂Arm_s1所有子模块输出电压的直流分量来调节变压器副边侧电流平均值，即变压器副边电流i_Ls经过低通滤波器LF滤波后与直流电网电流的给定值相加作为PI调节器的输入，PI调节器的输出与直流电网母线电压v_dc偏差作为副边桥臂Arm_s1直流电压调制信号v_{s1_dc}。

优选地，所述方法通过调节变压器原边侧电流i_Lp来控制副边桥臂Arm_s1所有子模块直流母线电容电压的平均值v_{arm_s1_dc}，即副边桥臂Arm_s1直流母线电容电压额定值与副边桥臂Arm_s1所有子模块直流母线电容电压的平均值v_{arm_s1_dc}的偏差作为PI调节器输入，PI调节器的输出乘以正弦波信号作为变压器原边电流i_Lp的给定信号。

优选地，所述方法通过校正原边桥臂Arm_p1输出电压的交流分量v_{p1_ac}来调节变压器原边电流，即i_Lp的给定信号与实际信号的偏差作为PI调节器的输入，PI调节器的输出与副边桥臂Arm_s1输出电压的交流分量v_{s1_ac}之和作为v_{p1_ac}的调制信号。

经过上述正弦波调制与控制，变换器直流电网侧直流电流i_dc能实现准确的控制，而且该变换器能实现有源滤波和限流功能。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

本发明的隔离型模块化多电平储能变化器的正弦波调制策略，能够实现储能电池与直流电网之间的能量交换，并通过一定的控制策略实现模块电压均衡和变压器原副边电流调节，该调制与控制策略适用于变换器拓扑可以等效为图3的平均模型的所有基于直流配电网的隔离型模块化多电平储能变换器的正弦波调制。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1为本发明一实施例的变换器的拓扑结构；

图2为本发明一实施例的正弦波调制原理图；

图3为本发明一实施例中基于直流电网的隔离型模块化多电平储能变换器的平均等效电路图；

图4为本发明一实施例的Arm_p1输出电压交流分量调制信号生成原理图；

图5为本发明一实施例的Arm_s1输出电压交流分量调制信号生成原理图；

图6为本发明一实施例的Arm_s1输出电压直流分量调制信号生成原理图。

具体实施方式

下面结合具体的实施例对本发明进行详细的说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这都属于本发明的保护范围。

如图1所示，为本发明一实施例的基于直流电网的隔离型模块化多电平储能变换器的电路拓扑：变压器原边通过一个滤波电感L_p接原边桥臂Arm_p1的输出端，变压器原边桥臂Arm_p1由m个H桥级联而成，m个H桥的串联的输出作为原边桥臂Arm_p1的输出，每个H桥的直流侧接储能电池；

隔离变压器原边桥臂Arm_p1由m个H桥级联而成，每个H桥记为cell_{p1_i}(1≤i≤m)，cell_{p1_i}直流侧接储能电池，cell_{p1_i}直流侧电池电压记为v_{p1_i_dc}(1≤i≤m)，cell_{p1_i}交流端输出记为v_{p1_i_ac}(1≤i≤m)，i_{p1_i_dc}(1≤i≤m)为cell_{p1_i}直流侧电流，i_{p1_i_ac}(1≤i≤m)为cell_{p1_i}输出侧电流。原边滤波电感为L_p，原边电流为i_Lp，变压器变比为1：N。

变压器的副边侧一端通过一个滤波电感L_s、桥臂Arm_s1与直流电网母线负极相连接，变压器的副边侧另一端与直流电网母线的正极相连；变压器副边桥臂Arm_s1由n个子模块串联，每个子模块拓扑既可以是半桥结构也可以是全桥结构，每个子模块记为cell_{s1_j}(1≤j≤n)，cell_{s1_j}直流侧接电容，电容电压记为v_{s1_j_dc}(1≤j≤n)，cell_{s1_j}交流端输出记为v_{s1_j_ac}(1≤j≤n)，i_{s1_j_dc}(1≤j≤n)为cell_{s1_j}直流侧电流，i_{s1_j_ac}(1≤j≤n)为cell_{s1_j}输出侧电流。副边滤波电感为L_s，副边电流为i_Ls。直流电网母线电压为v_dc，电流为i_dc。

由于采用模块化设计，即使每个模块的电压等级比较低，仍可以达到较高的电压等级，从而实现低损耗，低成本，高开关频率。

所述变压器原副边电压为正弦波，即原、副边Arm_p1与Arm_s1各个模块采用载波移相SPWM(carrierphase-shiftSPWM,CPS-SPWM)，Arm_p1与Arm_s1输出为SPWM波形，经原副边滤波电感滤波后变压器原副边为正弦波。由于Arm_p1各个储能模块采用H桥结构，每个H桥可以输出三种状态(-1、0、1)，所以变压器原边正弦波电压的范围是-m～m。由于直流电网存在，副边桥臂Arm_s1所有模块输出交流电压叠加后直流分量近似为直流电网电压v_dc，即变压器副边侧交流电压关于v_dc对称，当Arm_s1子模块采用全桥结构时，Arm_s1输出正弦波电压范围是-n～n，由于每个半桥只可以输出两种状态(0、1)，所以当Arm_s1子模块采用半桥结构时，Arm_s1输出正弦波电压范围是0～n。

为实现储能电池与直流电网之间的能量双向传递，需要在变压器原副边正弦波之间存在相位差

图2所示，为本发明一实施例的基于直流电网的隔离型模块化多电平储能变换器的正弦波调制原理，Arm_p1采用级联H桥连接，采用载波移相调制策略，输出电压为SPWM波，经L_p滤波后为正弦波v_p1，且v_p1正负半周对称。变压器副边侧Arm_s1输出同样为正弦波SPWM波，经L_s滤波后为正弦波v_s1，由于直流电网v_dc存在，v_s1近似关于v_dc正负对称。为了实现储能电池与直流电网之间的能量交换，v_p1与v_s1之间存在相位差，通过调节该相位差的方向和大小来调节储能电池与直流电网之间能量交换的方向和大小。

图3所示，为本发明一实施例中模块化隔离型电池储能变换器的平均等效电路图。变换器的平均模型可以等效为：原边交流侧等效为变压器原边绕组、滤波电感L_p与一个受控电压源v_P1(原边桥臂Arm_p1输出等效为v_P1)的串联回路，直流储能侧等效为储能电池v_{arm_p1_dc}串联一个受控电流源d_p1i_Lp；副边交流侧等效为副边绕组、滤波电感L_s、受控电压源v_s1(副边桥臂Arm_s1输出等效为v_s1)、直流电网v_dc的串联回路，模块直流侧等效为v_{arm_s1_dc}串联一个受控电流源d_s1i_Ls，副边桥臂Arm_s1的所有子模块直流侧等效电容为Cs/n，该电容等效电压为v_{arm_s1_dc}，i_Ls为副边变压器侧电流，i_dc为直流电网侧电流。

v_{arm_p1_dc}为原边桥臂Arm_p1所有H桥电池电压之和，d_p1为原边桥臂Arm_p1所有H桥的等效占空比之和，v_p1为原边桥臂Arm_p1输出电压，既包含直流分量也包含交流分量。v_{arm_s1_dc}为副边桥臂Arm_s1所有子模块直流电容电压之和，d_s1为副边桥臂Arm_s1所有子模块的等效占空比之和，v_s1为副边桥臂Arm_s1输出电压，既包含直流分量也包含交流分量。v_dc为直流电网电压。

图4所示，为本发明一实施例中基于直流电网的隔离型模块化多电平储能变换器的Arm_p1输出电压交流分量调制信号v_{p1_ac}生成原理图：Arm_s1所有模块直流母线电容电压的额定值V_{arm_s1_dc} ^*与Arm_s1所有模块直流母线电容电压均值v_{arm_s1_dc}的偏差作为PI调节器的输入，PI调节器的输出乘以正弦信号sinwt后与原边电流i_LP的偏差作为PI调节器的输入，PI调节器的输出与Arm_s1输出电压的交流分量v_{s1_ac}之和作为Arm_p1的输出电压交流分量v_{p1_ac}。

图5所示，为本发明一实施例中基于直流电网的隔离型模块化多电平储能变换器的Arm_s1输出电压交流分量v_{s1_ac}的生成原理，即Arm_s1输出电压幅值V_{s1_ac} ^*乘以正弦波信号sinwt后作为Arm_s1输出电压交流分量的有效值v_{s1_ac}。

图6所示，为本发明一实施例中基于直流电网的隔离型模块化多电平储能变换器的Arm_s1输出电压直流分量调制信号v_{s1_dc}生成原理图，副边电流i_Ls通过低通滤波器LF与直流电网电流额定值i_dc*相加作为PI调节器的输入，PI调节器的输出与直流电网电压v_dc的偏差作为v_{s1_dc}调制信号。即通过校正Arm_s1输出电压直流分量来控制i_Ls。

综上所述，本实施例提供了一种隔离型模块化多电平储能变换器正弦波调制策略，该方法使变压器原副边交流电压为正弦波，通过调节原副边正弦波电压之间相位差大小和方向实现能量的双向传递，可以通过校正Arm_s1所有子模块输出电压的直流分量来调节变压器副边侧电流平均值，通过调节变压器原边侧电流i_Lp来控制副边Arm_s1所有子模块直流母线电容电压的平均值v_{arm_s1_dc}，通过校正Arm_p1输出电压的交流分量v_{p1_ac}来调节变压器原边电流i_Lp，从而达到稳定模块电压和控制并网电流的目的，实现系统稳定可靠运行。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (5)

1.一种模块化隔离型电池储能变换器的正弦波调制方法，其特征在于，所述模块化隔离型电池储能变换器其拓扑结构为：变压器原边通过一个滤波电感L_p接原边桥臂Arm_p1的输出端，变压器原边桥臂Arm_p1由m个H桥级联而成，m个H桥的串联的输出作为原边桥臂Arm_p1的输出，每个H桥的直流侧接储能电池；变压器的副边侧一端通过一个滤波电感L_s、副边桥臂Arm_s1与直流电网母线负极相连接，变压器的副边侧另一端与直流电网母线的正极相连；副边桥臂Arm_s1由n个子模块串联组成，每个子模块直流侧接直流母线电容，构成副边桥臂Arm_s1的每个模块采用全桥结构或半桥结构；

所述变压器原、副边交流电压均为正弦波，即原边桥臂Arm_p1与副边桥臂Arm_s1各个子模块采用载波移相SPWM，原边桥臂Arm_p1与副边桥臂Arm_s1输出为SPWM波形，经原副边滤波电感滤波后变压器原副边为正弦波；

原边桥臂Arm_p1的每个H桥能输出三种状态(-1、0、1)，变压器原边正弦波电压的范围是-m～m；由于直流电网存在，副边桥臂Arm_s1所有子模块输出叠加后直流分量近似为直流电网电压v_dc，即变压器副边侧交流电压关于v_dc对称，当副边桥臂Arm_s1子模块采用全桥结构时，副边桥臂Arm_s1输出正弦波电压范围是-n～n；每个半桥只能输出两种状态(0、1)，当副边桥臂Arm_s1子模块采用半桥结构时，副边桥臂Arm_s1输出正弦波电压范围是0～n；

为实现储能电池与直流电网之间的能量双向传递，在变压器原、副边正弦波之间存在相位差所述方法使变压器原副边交流电压为正弦波，通过调节原副边正弦波电压之间相位差大小和方向实现能量的双向传递，通过校正副边桥臂Arm_s1输出电压的直流分量来调节变压器副边侧电流平均值，通过校正变压器原边侧电流i_Lp来调节副边桥臂Arm_s1所有子模块直流母线电容电压的平均值v_{arm_s1_dc}，通过校正原边桥臂Arm_p1输出电压的交流分量v_{p1_ac}来调节变压器原边电流i_Lp，从而达到稳定模块电压和控制并网电流的目的，实现系统稳定可靠运行。

2.根据权利要求1所述的模块化隔离型电池储能变换器的正弦波调制方法，其特征在于，所述方法通过校正副边桥臂Arm_s1所有子模块输出电压的直流分量来调节变压器副边侧电流平均值，即变压器副边电流i_Ls经过低通滤波器LF滤波后与直流电网电流的给定值相加作为PI调节器的输入，PI调节器的输出与直流电网母线电压v_dc偏差作为副边桥臂Arm_s1直流电压调制信号v_{s1_dc}。

3.根据权利要求1所述的模块化隔离型电池储能变换器的正弦波调制方法，其特征在于，所述方法通过调节变压器原边侧电流i_Lp来控制副边桥臂Arm_s1所有子模块直流母线电容电压的平均值v_{arm_s1_dc}，即Arm_s1所有子模块直流母线电容电压额定值与副边桥臂Arm_s1所有子模块直流母线电容电压的平均值v_{arm_s1_dc}的偏差作为PI调节器输入，PI调节器的输出乘以正弦波信号作为变压器原边电流i_Lp的给定信号。

4.根据权利要求1所述的模块化隔离型电池储能变换器的正弦波调制方法，其特征在于，所述方法通过校正原边桥臂Arm_p1输出电压的交流分量v_{p1_ac}来调节变压器原边电流i_Lp，即i_Lp的给定信号与实际信号的偏差作为PI调节器的输入，PI调节器的输出与Arm_s1输出电压的交流分量v_{s1_ac}之和作为v_{p1_ac}的调制信号。

5.根据权利要求所述的模块化隔离型电池储能变换器的正弦波调制方法，其特征在于：

所述方法通过校正副边桥臂Arm_s1所有子模块输出电压的直流分量来调节变压器副边侧电流平均值，即变压器副边电流i_Ls经过低通滤波器LF滤波后与直流电网电流的给定值相加作为PI调节器的输入，PI调节器的输出与直流电网母线电压v_dc偏差作为副边桥臂Arm_s1直流电压调制信号v_{s1_dc}；

所述方法通过调节变压器原边侧电流i_Lp来控制副边桥臂Arm_s1所有子模块直流母线电容电压的平均值v_{arm_s1_dc}，即副边桥臂Arm_s1所有子模块直流母线电容电压额定值与副边桥臂Arm_s1所有子模块直流母线电容电压的平均值v_{arm_s1_dc}的偏差作为PI调节器输入，PI调节器的输出乘以正弦波信号作为变压器原边电流i_Lp的给定信号；

所述方法通过校正原边桥臂Arm_p1输出电压的交流分量v_{p1_ac}来调节变压器原边电流，即i_Lp的给定信号与实际信号的偏差作为PI调节器的输入，PI调节器的输出与副边桥臂Arm_s1输出电压的交流分量v_{s1_ac}之和作为v_{p1_ac}的调制信号；

经过上述正弦波调制与控制，变换器直流电网侧直流电流i_dc能实现准确的控制，而且该变换器能实现有源滤波和限流功能。