CN105264773A - 易位调制系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了用于易位调制和解调的系统和方法。这样一种用于产生信号的方法包括以下步骤：提供具有多个四分之一周期波形的查找表，每个所述四分之一周期波形与各自输入电平相关；接收输入信号；和输出与接收的输入信号电平相关的四分之一周期波形。本发明还提供了用于易位调制的系统。这样一种用于产生信号的系统包括具有多个四分之一周期波形的查找表。每个四分之一周期波形与各自输入电平相关，且查找表被配置以接收输入信号，并输出与接收的输入信号电平相关的四分之一周期波形。

Description

易位调制系统和方法

技术领域

本发明大体上涉及信号处理，更具体地涉及用于产生易位调制信号、用于解调易位调制信号的系统和方法。

背景技术

现有的携带语音、视频或数据的传输系统都具有由控制频谱利用的国内和国际监管机构施加的带宽限制。载波调制方法已经从原来的振幅调制演化到现在的以不同组合将两种或更多载波与振幅、频率或相位调制结合的方法。已开发出先进的载波调制方法以最大化贯穿分配的信道带宽的能量，从而为分配的通信信道提供最大可用信息带宽。

一种新的基波载波调制被开发出来并首次授权(例如参见Vokac等人的美国专利号4,613,974，其整体并入本文)，其申请了不与共存于同一载波信号的振幅、频率和/或相位调制相干扰的新型的载波调制。

易位调制(TM)的概念是基于如何在不影响其振幅、频率或相位的情况下添加信息到载波信号的早期概念(参见Vokac等人的美国专利号4,613,974，其整体并入本文)。如下所示，通过产生拐点，信息可以由载波信号传送。该方法不能通过现有的振幅、频率或相位调制的解调器来检测。

使用先前授权的生成方法，产生下面的时域波形，为了清楚起见拐点被放大。在现实的应用中，该拐点是不可见的。

产生这类波形的早期方法的不足之处是需要通过调整电路去除小的振幅变化。例如，图1是根据美国专利号4,613,974教导的现有技术产生的TM调制信号100的示意图。可以看到，振幅变化误差存在于负峰101和102之间。

因此，工业中迄今存在尚未解决的需求，以解决上述缺陷和不足。

发明内容

本发明的实施方案提供了用于产生调制信号、用于解调信号的方法和系统。在一实施方案中，提供了产生信号的方法，其包括以下步骤：提供具有多个四分之一周期波形的查找表，每个四分之一周期波形与一个相应的输入电平相关；接收输入信号；和输出与接收的输入信号的电平相关的四分之一周期波形。

在另一实施方案中，提供了产生信号的方法，其包括以下步骤：接收载波信号；接收输入信号；产生基于输入信号的四分之一周期波形；和将产生的四分之一周期波形组装成连续的输出信号，其中输出信号包括在第一负峰与正峰之间形成输出信号段的相邻的四分之一周期之间的第一个拐点，并且其中输出信号包括在正峰和第二负峰之间形成输出信号段的相邻的四分之一周期之间的第二个拐点，其中第一个和第二个拐点代表所述输入信号的电平。

在另一实施方案中，提供了产生调制信号的方法，其包括以下步骤：接收载波信号；接收输入信号；产生基于接收信号的三次谐波边带；并且将三次谐波边带频移到接收的载波信号的频率。

在又一实施方案中，提供了解调信号的方法，其包括以下步骤：将三次谐波添加到调制信号；检测调制信号加上三次谐波的峰值振幅；当检测到峰值振幅时产生基准斜坡；在调制信号加上三次谐波上检测拐点；当检测到拐点时采样基准斜坡；并且保持和输出采样值。

在另一实施方案中，提供了解调信号的方法，其包括以下步骤：从调制信号滤出除三次谐波分量之外的所有；并且检测三次谐波分量的相位。

在又一实施方案中，提供了解调信号的方法，其包括以下步骤：将调制信号转换成数字信号；并且对数字信号执行快速傅里叶变换。

在又一实施方案中，提供了产生信号的方法。该系统包括具有多个四分之一周期波形的查找表。每个四分之一周期的波形与相应的输入电平相关。该查找表配置以接收输入信号并输出与接收的输入信号电平相关的四分之一周期波形。

在另一实施方案中，提供了产生信号的系统，其包括配置以产生基于接收的载波信号和接收的输入信号的四分之一周期波形的波形发生器。包括用于将产生的四分之一周期的波形组装成连续的输出信号的模拟栅，其中输出信号包括在第一负峰与正峰之间形成输出信号段的相邻的四分之一周期之间的第一个拐点，并且其中输出信号包括在正峰与第二负峰之间形成输出信号段的相邻的四分之一周期之间的第二个拐点，其中第一个和第二个拐点代表所述输入信号的电平。

在另一实施方案中，提供了产生调制信号的系统，其包括配置以产生基于接收的载波信号和接收的输入信号的三次谐波边带频移并将三次谐波边带频移到接收的载波信号的频率的处理器。

在又一实施方案中，提供了用于解调信号的系统，其包括用于将三次谐波添加到调制信号的信号加法器；用于检测调制信号加上三次谐波的峰值振幅的峰值检测器；当检测到峰值振幅时用于产生基准斜坡的基准斜坡发生器；用于在调制信号加上三次谐波上检测拐点的拐点检测器；当检测到拐点时用于采样基准斜坡和保持并输出采样值的采样和保持元件。

在另一实施方案中，提供了用于解调信号的系统，其包括用于从接收的调制信号中减去基波载波信号的减法元件；用于滤出基波载波信号，从而从调制信号仅留下三次谐波分量的基波陷波滤波器；和用于检测三次谐波分量相位的三次谐波相位检测器。

在另一实施方案中，提供了用于解调信号的系统，其包括用于将调制信号转换成数字信号的模数转换器；和配置以对数字信号执行快速傅里叶变换的处理器。

本发明提供的实施方案提供了许多有利特征，包括：

(1)作为一个方法，调制产生来自四分之一周期阶段，与查找表兼容-

(2)作为一个方法，调制产生与直接边带产生兼容-

(3)作为一个方法，解调过程使用用于子周期校准的时域再生成-

(4)作为一个方法，解调过程使用产生的三次谐波分量的相位检测-

(5)作为一个方法，解调过程使用频域快速傅里叶转换分析。

对于本领域技术人员来说，在研究以下附图及详细说明之后，本发明的其他系统、方法、特征和优点将是或变得显而易见。意图在于所有这些附加系统、方法、特征和优点都包括在本说明书内、包括在本发明的范围内并受所附权利要求保护。

附图说明

本发明的许多方面可参照以下附图更好的理解。附图中的部件不是必须要成比例的，重点在于清楚地说明本发明的原理。此外，在附图中，相同的附图标记代表若干视图中的对应部分。

图1是根据现有技术产生的TM调制信号示意图。

图2是说明根据本发明的第一示例性实施方案的调制载波信号的方法的流程图。

图3是根据本发明一个实施方案的四分之一周期时产生的信号的示意图。

图4是根据本发明一个实施方案的图3中所示的四分之一周期求和之后的示意图。

图5是由本发明提供的实施方案用以产生图4所示信号的输入调制信号的示意图。

图6是说明图4所示信号频谱的曲线图。

图7是根据本发明提供的一个实施方案，说明图6所示信号的三次谐波分量和二次谐波外差产生的频谱的曲线图。

图8是可应用于本发明提供的实施方案中的滤波器示意图。

图9a是说明根据本发明提供的一个实施方案的用于产生信号的基于软件的直接频谱系统的框图。

图9b是说明根据本发明提供的一个实施方案的用于产生信号的基于硬件的直接频谱系统的框图。

图10是说明根据本发明提供的一个实施方案的用于解调信号的子周期校准系统的框图。

图11是说明根据本发明提供的一个实施方案的用于解调信号的三次谐波相位检测系统的框图。

图12是说明根据本发明提供的一个实施方案的用于解调信号的基于快速傅里叶变换的系统的框图。

具体实施方式

本发明的许多实施方案可采取计算机可执行指令的形式，包括由可编程计算机或微处理器执行的算法。然而，本发明也可利用其他计算机系统配置实施。本发明的某些方面可在被专门编程、配置或构造以执行下述的一个或多个方法或算法的特殊用途的计算机或数据处理器中体现。

下述本发明的各方面可存储或分布在计算机可读介质中，包括磁和光可读和可移除的计算机磁盘、固定磁盘、软盘驱动器、光盘驱动器、磁光盘驱动器、磁带、硬盘驱动器(HDD)、固态驱动器(SSD)、紧凑型闪存或非易失性存储器，以及电子分布包括云的网络上。特别是本发明各方面的数据结构和数据传输也包括在本发明的范围之内。

图2是流程图200，说明了根据本发明第一实例性实施方案的调制载波信号的方法。应当指出，流程图中任何过程描述或方框应该理解为代表模块、段、代码部分或步骤，其包括在该过程中用于实现特定逻辑功能的一个或多个指令，且替代实现也包括在本发明的范围内，其中功能可不按所示或讨论的顺序执行，包括实质上地同时地以相反的顺序执行，这取决于涉及的功能，这能够被本发明领域的具备合理技能的人员理解。该方法解决了现有技术中振幅变化的问题(例如，如上图1中所示)并且可在硬件或软件或其任意组合中实现。如图2所示的方法，其可被称为“四分之一周期装配”(QC)方法，可包括查找表(LUT)210作为得到结果的快速方法，否则可利用数学函数来产生，无需连续执行数学。该QC方法是基于时域的。

参照图3，来自图2中所示方法的调制输出信号300对于每个完整信号周期包括四个不同的四分之一周期段。图3显示了三个完整周期(例如，周期a、b和c)，其可通过图2所示的四分之一周期方法来输出。每个周期由四个四分之一周期段(例如，301，302，303和304)构成。在四分之一周期段之间显示了仅供说明目的的间隙。此外，各拐点的振幅位置(a1、a2、b1、b2、c1、c2)出于说明目的被放大。如图所示，各拐点在相邻的四分之一周期段之间形成。

如图3所示，每个周期的“第一个”四分之一(301a、301b和301c)根据施加调制的值可具有不同的振幅。这同样适用于所示每个周期的其他每个四分之一。即每个周期的第二个(302a、302b、302c)、第三个(303a、303b、303c)和第四个(304a、304b、304c)四分之一根据施加调制的值可具有不同的振幅。当周期中“第一个”四分之一(例如，301a、301b、301c)具有低振幅时，相同周期中“第二个”四分之一(例如，302a、302b、302c)具有较高的互补振幅，以使恒定的振幅总是存在于整个周期的负峰值(Pk_-)与该周期的正峰值(Pk₊)之间。每个周期的“第三个”和“第四个”四分之一也是如此。这导致每个周期正峰值(Pk₊)总是相同的。负峰值(Pk_-)也是相等的，以消除由于施加的调制值引起的振幅变化。

进一步如图3所示，相应周期的“第一个”(301a、301b、301c)和“第三个”(303a、303b、303c)四分之一具有相同振幅。同样地，相应周期的“第二个”(302a、302b、302c)和“第四个”(304a、304b、304c)四分之一具有相同振幅。这样做的目的是使得每个周期曲线下的面积相同，而与施加的调制值无关。这确保了每个周期的平均值为零，这避免了载波信号上由施加的调制值引起的任何“DC”值偏移。

然而，应该注意的是，对于一些应用，DC偏移可以接受，并且因此在曲线下存在不一致的面积，即在各周期中不必对称。在这样的情况下，信息或“符号”可以每个周期两个符号的速率传送，或每个周期可存在两个不同的拐点(例如，一个沿负峰和正峰之间的上升半周期定位，且另一个沿正峰和负峰之间的下降半周期定位)。

每个四分之一周期可通过恒定的时钟或时间步长来产生，因此，从一个周期到下一个周期没有由于施加的调制值引起的频率变化。每个拐点(a1、a2、b1、b2、c1、c2)精确地发生在相当于从一个半周期到下一个半周期的180度分离的角处。这确保了没有由于施加的调制值引起的相位变化。

通过求和四分之一周期(例如，如图3所示的那些)，如图4所示，得到光滑和连续的波形300。

图5说明了TM调制信号500，其用于产生如图4所示的调制信号300。如图4和5所示，每个载波周期有一个TM调制值500。然而，如上指出，每个载波周期可具有两个TM调制值，此时该周期可具有不同的曲线下面积，即在各周期中不必对称，以致于人们可在每个周期上传送两个符号。在这样的情况下，每个载波周期可有两个TM调制值，从而在每个载波周期上表示两个不同的符号(或信息)。这种技术可例如适用于经光纤传输，因为没有其他信号占用传输带宽；然而，DC偏移通常不适合于经其他介质的传输。

指定为TM调制周期的变量t_TMM，是保持TM调制值的时间，并且是载波周期的整数倍。这将表明，在此情况下，最大TM调制频率f_TMM是载波频率f_C的二分之一。即，调制带宽限定为f_C/2，众所周知，因为奈奎斯特速率或用于无混叠信号采样的下界采样速率是带限信号带宽的两倍。然而，如果每个载波周期存在两个TM调制值，那么最大TM调制频率f_TMM等于载波频率f_C。包括DC响应的f_TMM，没有最小值。

再次参考图2，LUT210储存对于每个TM调制值唯一的四分之一周期。对于每个载波周期，有四个四分之一周期(例如，如图3所示)。如果每个TM调制周期有1个数字位(N＝1)的分配，那么将需要仅两个独特的TM调制电平或两个四分之一周期的两个独特集储存在LUT210中-一个电平标志着逻辑“0”并且第二电平标志着逻辑“1”。如果每个t_TMM有两个数字位(N＝2)，那么将有四个潜在的TM调制电平。同样地，如果每个t_TMM有三位(N＝3)，那么将有八个TM调制电平，等等。

LUT210包含2^N个不同的四分之一周期波形或4*2^N总波形，因为每个完整波形由4个四分之一周期波形构成。每个四分之一周期的时间步数或时钟周期数(例如，用于读出LUT210的处理器或CPU时钟)将取决于可容许的波形扰动，其为用于实现该方法的电子器件可以容许的扰动。在300MHz区域的载波频率处，这可能需要亚纳秒的时间步骤。低载波频率可针对两个TM方法(例如，本文所述的LUT分支和“数学分支”)修正，并可被上外差到载波频率。

在方框202中，TM调制信号输入到LUT210。TM调制信号可是包含任意数字位数(例如N比特宽信号)或由任意数字位数表示的信号。该LUT210包含可另外地通过数学分支220产生的四分之一周期的值或表达。例如，对于可由行210a(例如，1到2^N)表示的每个TM调制值，四分之一周期可与TM调制值关联且存储和表达在列210b中，作为在时间增加的周期(例如，从初始时间到1/4周期)中的坐标数据(例如，x，y)。在方框204中，输入载波频率为f_C的载波信号。载波信号可能是RF信号，并且可作为时钟信号。在方框206中，做出关于是否使用LUT210或使用数学分支220执行调制的判定。LUT210或数学分支220都可用来产生调制的输出信号。如果使用LUT210，与接收的TM调制值相关的四分之一周期将要从LUT210向模拟栅208输出。

如果使用数学分支220，例如从方框206中选取数学分支210，那么TM调制信号输入到数学方框220。对于相同的接收的TM调制值，数学方框220输出的四分之一周期波形与LUT方框210输出的基本上相同。然而，数学方框220产生每个接收TM调制值的四分之一周期，而不是储存每个TM调制值的相关的四分之一周期值。数学方框220以二倍的载波频率(2f_C)，并在相等的载波频率象限0°-90°、90°-180°、180°-270°和270°-360°首先生成180°的余弦段，由此产生调制的四分之一周期。因此，这些产生的余弦段以载波频率弥补了四分之一周期段。振幅由0°-90°和180°-270°象限(即，“第一”和“第三”四分之一周期)接收的TM调制值和90°-180°和270°-360°象限的互补调制值来设置。相关领域的普通技术人员容易地理解的是，可在电路和/或软件中实现的任何正弦信号能够使用已知数学关系产生。因此，具有由所接收的TM调制值设置的振幅的数学分支220的余弦段可相应地产生。

数学分支220使用具有时钟的处理器执行数学计算来产生四分之一周期段，该时钟的载波频率倍数更高，由此执行软件代码或驱动基于硬件的可以是任何已知的波形发生器的波形发生器。很可能数学分支220需要比LUT分支210更高的时钟频率。将LUT210或数学分支220的输出引导到模拟栅208，其将各四分之一周期组装成一个连续信号并将其向前引导到外差方框212。

为了传输和外差的目的，频域对本发明各方面提供了深入了解。图6是图4所示TM调制信号300的频谱曲线图，其中f_C是载波信号频率，并且2f_C、3f_C等是载波频率的二次、三次等谐波。在一些有可见拐点的情况中，信号300在原始点处具有如图6所示的频谱。

除了基波载波频率分量610，还有包含相位调制的信号300的三次谐波分量620。TM调制分量仅在三次谐波处，即TM调制分量是三次谐波分量620。没有二次谐波信号。通过在方框214产生二次谐波信号作为本地振荡器并使用混合器电路外差三次谐波分量，将有两个输出频率：(3f_C-2f_C)和(3f_C+2f_C)。这在图7中示出。TM调制分量，即三次谐波分量620，将向下移动到基波载波频率(信号710)。外差的加法分量，即五次谐波分量730，可在方框214滤出(例如，通过图8所示的滤波器810)，并可被过滤以匹配用于传输的指定通信信道的输出。

与已知调制技术相反，正如本发明所提供的，三次谐波是相移的，但该相移是相对于基波载波的，而不是三次谐波。在正常的FM和PM传输中，相移的就是载波本身。TM不会改变基波，并且三次谐波相位仅与基波有关。

出于几个原因，区别是很重要的。对于基波载波的每半个周期(即每个TM调制符号)有1.5个未调制的三次谐波周期。当数据变化时(即，当TM调制信号500变化时)，三次谐波仅有一变化。因此，对功率和频谱影响很小，并且我们有与传统调制的透明度的另一个原因是，在大多数实际应用中，每个TM符号-限于通信信道-像AM和FM广播电台，存在100或更多载波周期，在此期间，三次谐波没有变化(即，调制没有变化)。它相对于基波简单地在相位上(在时间上)位移。

当使用三次谐波(例如3f_C)时，QC方法的实施需要比载波频率宽三倍或更多倍数的模拟带宽。此外，QC方法需要用于每四分之一周期四个时间步长的载波信号频率的16倍的时钟频率。QC可在较低载波信号产生并且向上外差到期望的载波频率。较低载波频率将决定TM调制值的上限频率。

图9a和图9b是本发明的又一实施方案中说明直接频谱(DS)发生系统和方法的框图。DS发生方法可是更简单的实现TM调制。DS方法直接产生边带频谱并将能量添加到在通信信道带宽内存在的任何其他上。该DS方法是基于频域的。

参照图6，现有发射器具有一些形式的复合调制。复合调制使用的典型类型包括QAM，QPSK，OFDM等。现有调制的边带能量由图6所示的分量610表示。添加TM调制产生三次谐波，并且TM边带能量由分量620表示。需要注意，二次谐波分量可能存在但不包含调制。

二次谐波信号具有价值是因为其可用来将TM边带能量620向下移动到基波载波频率610。这通过使用将两个正弦输入信号相乘并且产生减法和加法频率输出的混合函数外差来完成。参照图7，阴影线代表从三次谐波720已经转换到基波710和5次谐波730的能量。

任选使用二次谐波。本领域已知的锁相环可以提供稳定的二次谐波。另外，可能存在的非线性可实际地下变频一些边带能量，但并不稳定或不是可靠的下变频的方法。

通信法规要求，所有发射器必须使用输出滤波器以保证没有能量辐射到指定的通信信道外部。如图8所示，输出滤波器810可用于消除在指定的通信信道传输的谐波。该滤波器可包括通带812。

利用上述概念，图9a和图9b示出用于直接频谱生成的两个系统和方法。图9a示出用于直接频谱生成的基于软件的系统和方法，而图9b示出用于直接频谱生成的基于硬件的系统和方法。在图9a中，时钟信号910和数字调制信号920输入到微处理器901。在图9b中，载波信号915和模拟调制信号925输入到非线性模拟电路902。根据输入信号，三次谐波边带(例如，TM调制分量620)直接由微处理器901和/或电路902产生。微处理器901和/或电路902可进一步直接将三次谐波边带620与输入时钟910(图9a)或载波915(图9b)外差以直接在基波频率生成边带能量(例如710)。DS方法依赖整体数学表达的软件生成或执行数学表达的非线性模拟电路。即，微处理器901(图9a)和/或电路902(图9b)利用已知数学关系直接计算和生成基于输入信号的三次谐波边带620。三次谐波边带620然后通过微处理器901和/或非线性模拟电路902外差以将三次谐波边带320移位到基波频率。

现在将公开用于接收和解调易位调制的系统和方法。图10示出了用于解调TM调制信号的系统和方法的框图，其可称为“子周期校准”(SCC)。TM调制的SCC解调方法在时域上通过重建波形来运行，例如如QC方法部分中所示(例如，图4的信号300)。

在宽带宽环境中，SCC方法增加三次谐波到接收信号1001。锁相环1010产生精确的并且未调制的三次谐波信号，其在元件1020中与接收信号1001相加或相乘。然后通过正峰检测器1030和/或负峰检测器1040检测每个正或负峰的电压电平并且使用正或负峰的电压电平以产生具有匹配的负峰和正峰值的基准斜坡(通过基准斜坡发生器1050)。因此，在接收信号1001的每1/2周期，当产生新基准斜坡时，对系统(即，每个峰的出现)进行校准。在载波信号1001的每半个周期重新生成斜坡。通过峰值定时元件1060使用峰值的定时以设定基准斜坡的定时，通过检测器1030和1040检测拐点，并且拐点的定时用于采样基准斜坡，通过基准斜坡发生器1050输出，并且保持采样的斜坡值。该电压是TM调制模拟值，并通过采样和保持元件1070输出，并且可直接使用或可转换为数字信号。基准斜坡对于负到正载波半周期具有正斜率。在接下来的半个载波周期(即，正到负半周期)，基准斜坡具有负斜率。

SCC解调系统和方法的优点是，它提供了一种可靠的解调技术。这是因为SCC解调只涉及负峰和正峰的发生和这些峰之间的拐点的存在。因此，SCC解调比起其它解调技术更不易受噪音引起的误差的影响。

图11示出了解调系统和方法的框图，按照本发明的另一实施方案其可称为“三次谐波相位检测”(3PD)。TM调制的三次谐波相位检测(3PD)解调方法通过重新产生三次谐波分量和解调存在于该分量的相位调制来运行。

如图11所示，通过锁相环1110使用接收的TM调制信号1101以产生稳定的、未调制的基波载波信号，通过减法元件1120从接收的信号1101中将其减去。通过基波陷波滤波器1130可对来自减法元件1120的输出进行过滤以在基波载波频率过滤掉任何杂散发射。因此剩余的信号是边带能量(例如，TM调制分量)，其驱动三次谐波相位检测器1140。三次谐波相位检测器1140可以是任何已知的或常规的相位检测器。所得的输出1150是TM调制模拟值。

按照本发明的另一实施方案，图12示出了进一步的解调系统和方法的框图。图12所示解调系统和方法是TM调制的快速傅立叶变换(TMFFT)解调方法，并通过边带频谱的分析运行。

TMFFT方法可提供最简单的硬件实现，但它在信号处理方面也可能是最复杂的。一旦它已经由模数转换器量化，通过FFT函数1210分析TM调制接收信号1201。一旦接收器已经放大信号至适合于转换成数字比特的水平，信号输出到元件1210，其可以是一种处理器，例如计算机CPU或一个更专用的处理器，例如现场可编程门阵列或任何专门设计来计算傅里叶变换的定制集成电路。FFT元件1210的输出是多项数据值，它代表在离散频率下接收的TM信号1201的信号强度。由于它涉及运行的TM模式-每个符号的比特的数量(即，每TM调制周期分配的比特数)和符号速率，TM频谱是已知的。

符号速率等于载波频率除以每符号载波周期数。在说明性的示例中，数字表达式：1MHz载波频率/10载波周期每符号＝100,000个符号每秒。

符号的频率为：100,000个符号每秒/2＝50,000符号周期每秒。

因此在示例中有兴趣的频率是50kHz，即符号周期频率，其是载波频率之上或之下的50kHz。更准确的FFT解调过程也将考虑100kHz和150kHz，以包括额外的贝塞尔相关的边带，此时有许多调制电平，例如6比特每符号或64调制电平。此外，当每符号只有一些载波周期时，更多边带频率减少了解调误差率。在一些接收器中，载波频率外差于中频(IF)用于扩增或至基带，其将载波频率置为零。

50kHzFFT输出值将会有遵循TM调制的值。如果TM调制具有4比特每符号，然后FFT输出的数值被分成16个电平并且转换到4个二进制比特的转换产生了TM调制值。

应当强调的是，本发明的上述实施方案，特别是任何“优选”实施方案，仅仅是可能实施的示例，仅仅提出用于清楚地理解本发明的原理。在基本不脱离本发明的精神和原则的情况下，可对本发明的上述实施方案做出许多变化和修改，所有这些修改和变化都旨在包括于本发明和本发明的范围内，并且由如下的权利要求进行保护。

Claims (16)

1.一种产生信号的方法，包括以下步骤：

提供具有多个四分之一周期波形的查找表，每个所述的四分之一周期的波形与各自的输入电平相关；

接收输入信号；和

输出与接收的输入信号电平相关的四分之一周期波形。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于以下一个或多个步骤：

(a)其中输入电平包括电压振幅；

(b)其中输入信号是N比特宽信号，并且查找表包含2^N独特的四分之一周期波形，每个与各自输入电平相关；

(c)还包括以下步骤：

接收载波信号，其中输出四分之一周期波形具有与载波信号相同的频率，和

(d)还包括以下步骤：

将输出的四分之一周期波形组装成连续的输出信号，并且还任选包括以下步骤：

将输出信号的三次谐波分量频移到载波信号频率，其中通过产生二次谐波并将二次和三次谐波混合，优选将三次谐波分量频移至载波信号频率。

3.一种产生信号的方法，包括步骤：

接收载波信号；

接收输入信号；

产生基于输入信号的四分之一周期波形；并且

将产生的四分之一周期波形组装成连续的输出信号，其中输出信号包括在第一个负峰与正峰之间形成输出信号段的相邻的四分之一周期之间的第一个拐点，并且其中输出信号包括在正峰与第二个负峰之间形成输出信号段的相邻的四分之一周期之间的第二个拐点，其中第一个和第二个拐点代表所述输入信号的电平。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于以下一个或多个步骤：

(a)其中所述第一个和第二个拐点代表所述输入信号的不同电平；

(b)其中产生的四分之一周期波形为180°长度的余弦段，在两倍载波信号频率，并且其中在0°至90°的等效载波频率象限产生第一个四分之一周期波形，在90°至180°的等效载波频率象限产生第二个四分之一周期波形，在180°至270°的等效载波频率象限产生第三个四分之一周期波形，并且在270°至360°的等效载波频率象限产生第四个四分之一周期波形，并且任选地其中通过波形发生器或通过软件产生四分之一周期波形；和

(c)还包括以下步骤：

将输出信号的三次谐波分量频移到载波信号频率；其中通过产生二次谐波和将二次和三次谐波混合，优选将三次谐波分量频移到载波信号频率。

5.一种用于产生调制信号的方法，包括以下步骤：

接收载波信号；

接收输入信号；

产生基于接收信号的三次谐波边带；和

将三次谐波边带频移到接收的载波信号频率。

6.一种解调信号的方法，包括以下步骤：

将三次谐波添加到调制信号；

检测调制信号加三次谐波的峰值振幅；

当检测到峰值振幅时产生基准斜坡；

在调制信号加三次谐波中检测拐点；

当检测到拐点时采样基准斜坡；和

保持并输出采样值，其中三次谐波优选通过锁相环产生。

7.一种解调信号的方法，包括以下步骤：

从调制信号中过滤掉除三次谐波分量外的所有；和

检测三次谐波分量的相位。

8.一种解调信号的方法，包括以下步骤：

将调制的信号转换成数字信号；

在数字信号上执行快速傅里叶变换。

9.一种用于产生信号的系统，包括：

具有多个四分之一周期波形的查找表，每个所述的四分之一周期波形与各自的输入电平相关，其中配置所述查找表以接收输入信号并输出与接收的输入信号的电平相关的四分之一周期波形。

10.根据权利要求9所述的系统，其特征在于以下一个或多个特征：

(a)其中输入电平包括电压振幅；

(b)其中输入信号是N比特宽信号，并且查找表包含2^N的独特的四分之一周期波形，每个都与各自的输入电平相关；

(c)其中还包括查找表以接收载波信号，并且其中输出的四分之一周期波形具有与载波信号相同的频率；

(d)还包括：

用于将输出的四分之一周期波形组装成一个连续的输出信号的模拟栅，和

(e)还包括：

用于将输出信号的三次谐波分量频移到载波信号频率的频移元件，其中频移元件优选包括用于将三次谐波分量和二次谐波分量混合的混频器。

11.一种用于产生信号的系统，包括：

波形发生器，其配置用于基于接收的载波信号和接收的输入信号产生四分之一周期波形；和

用于将产生的四分之一周期波形组装成连续的输出信号的模拟栅，其中输出信号包括在第一个负峰与正峰之间形成输出信号段的相邻的四分之一周期之间的第一个拐点，并且其中输出信号包括在正峰与第二个负峰之间形成输出信号段的相邻的四分之一周期之间的第二个拐点，其中第一个和第二个拐点代表所述输入信号的电平。

12.根据权利要求11所述的系统，其特征在于以下一个或多个特征：

(a)其中所述第一个和第二个拐点代表所述输入信号的不同电平；和

(b)其中产生的四分之一周期波形作为180°长度的余弦段，在两倍载波信号频率，并且其中在0°-90°的等效载波频率象限产生第一个四分之一周期波形，在90°-180°的等效载波频率象限产生第二个四分之一周期波形，在180°-270°的等效载波频率象限产生第三个四分之一周期波形，并且在270°-360°的等效载波频率象限产生第四个四分之一周期波形，任选地还包括：

用于将输出信号的三次谐波分量频移到载波信号频率的频移器，并且任选地还包括：

用于产生二次谐波分量的锁相环；和

混频器，其中通过混合二次和三次谐波将三次谐波分量频移到载波信号频率。

13.一种用于产生调制信号的系统，包括：

配置以产生基于接收的载波信号和接收的输入信号的三次谐波边带，并且将三次谐波边带频移到接收的载波信号频率的处理器。

14.一种用于解调信号的系统，包括：

用于将三次谐波添加到调制信号的信号加法器；

用于检测调制信号加三次谐波的峰值振幅的峰值检测器；

当检测到峰值振幅时用于产生基准斜坡的基准斜坡发生器；

用于在调制信号加三次谐波中检测拐点的拐点检测器；和

当检测到拐点时采样基准斜坡和保持并输出采样值的采样和保持元件；

所述系统任选地还包括用于产生三次谐波的锁相环。

15.一种用于解调信号的系统，包括：

用于从接收的调制信号中减去基波载波信号的减法元件；

用于滤出基波载波信号，从而仅从调制信号中留下三次谐波分量的基波陷波滤波器；和

用于检测三次谐波分量相位的三次谐波相位检测器。

16.一种用于解调信号的系统，包括：

用于将调制信号转换成数字信号的模数转换器；和

配置以在数字信号上执行快速傅里叶变换的处理器。