CN105186861A - 伪连续导电模式开关变换器定续流占空比控制方法及其装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种伪连续导电模式开关变换器定续流占空比控制方法及其装置，通过比较输出电容等效串联电阻上的纹波电压信号与输出电压和参考电压经过误差放大器产生的误差信号，完成对伪连续导电模式开关变换器主开关管的控制，实现输出电压的稳压；通过对续流开关管进行定续流占空比控制，实现电感电流的动态续流。本发明可使伪连续导电模式开关变换器具有控制简单，稳定性好，负载范围宽，轻载输出电压纹波小，输入、负载瞬态响应速度快，全负载效率高等优点。

Description

伪连续导电模式开关变换器定续流占空比控制方法及其装置
技术领域
本发明涉及一种开关变换器的控制方法及其装置，具体为一种伪连续导电模式开关变换器定续流占空比控制方法及实现所述定续流占空比控制方法的装置。
背景技术
近年来，随着电力电子器件技术和电力电子变流技术的发展，开关电源因具有体积小、重量轻、成本低、效率高、功率密度大等突出性能，被广泛应用于工业、交通、通信、IT及国防等领域。
电路参数选择不同，传统的开关变换器将存在两种工作模式，即：电感电流连续导电模式(continuousconductionmode,CCM)和电感电流断续导电模式(discontinuousconductionmode,DCM)。工作于CCM模式，开关变换器可以传递更多的能量供给负载，在中、大功率场合得到广泛应用，但因其采用较大的电感值，具有瞬态性能差、成本高等缺点。工作于DCM模式，开关变换器的瞬态响应速度快，但是在大功率下具有较大的电流纹波和EMI噪声，仅适用于小功率场合。电感电流伪连续导电模式(pseudo-continuousconductionmode,PCCM)是一种有别于CCM和DCM的开关变换器的第三种工作模式，它兼顾了CCM和DCM开关变换器的优点，适用于宽负载或宽功率范围。此外，PCCM开关变换器还具有解耦控制和抗交叉影响能力强的特点，被应用于单电感多输出电路和功率因数校正电路。因此，对PCCM开关变换器进行深入研究具有理论意义和实用价值。
开关变换器和控制器都是开关电源的重要组成部分，采用不同的控制技术会使开关电源具有不同的性能。开关变换器的控制方法主要有电压型、电流型、电荷型、磁通型以及组合型等控制方法。近年来，电力电子设备的发展日新月异，越来越多的应用场合要求其供电电源具有快速的瞬态响应速度。传统的电压型控制是开关变换器中最常用的控制技术，它具有实现简单，抗干扰能力强的优点，但受误差放大器速度的影响，输入和负载瞬态响应慢。电流型控制中，峰值电流控制具有比电压型控制更快的输入瞬态响应速度，易于实现变换器的过流保护，但不能精确控制电流，负载瞬态响应速度没有得到改善。其它类型的电流控制，如平均电流控制和谷值电流控制，分别提高了电流的控制精度和输入瞬态性能，但依然没有提高负载瞬态性能。V2型控制是一种“电压型”+“电压型”组合的电压双环控制，其外环与峰值电流控制相同，内环含有输出电压的信息；当负载发生变化时，由于电感电流不能突变，负载电流的变化首先在输出电容支路体现出来，引起输出电容等效串联电阻上纹波电压的变化，因此，该控制方法对负载变化具有快速的瞬态响应速度，近年来受到了广泛关注。
在PCCM开关变换器的控制中，续流开关管的控制对变换器的特性有很大影响。传统PCCM开关变换器的续流控制采用恒定参考电流控制(Constant-Reference-Current,CRC)方式，这种控制方式在轻载条件对变换器的效率影响较为明显，若要保证较高的轻载效率，则需降低续流电流值，但降低续流电流值后，变换器的负载范围将会受到限制。
发明内容
本发明的目的是提供一种PCCM开关变换器定续流占空比控制方法，使之同时具有快速的瞬态响应速度和较高的变换器效率。
本发明是这样实现的，提供一种伪连续导电模式开关变换器定续流占空比控制方法，使PCCM开关变换器具有更为快速的瞬态响应速度和较高的变换器效率,包括如下的手段：
主开关管采用电压双环控制，实现输出电压的稳压，续流开关管采用定续流占空比控制，实现电感电流的动态续流；其具体实施方式为：在每个开关周期内，检测输出电压得到信号Vo；将Vo和基准电压信号Vref送入误差放大器EA得到信号Ve；将Vo和Ve送入比较器CMP得到信号VT；信号VT和导通定时器TON输出信号Vton经过第一触发器RS1产生脉冲信号Vp1，用以控制变换器主开关管的导通和关断；时钟信号CLK和信号Vton经过第二触发器RS2产生脉冲信号Vp2，用以控制变换器续流开关管的关断和导通。
本发明的另一目的是提供一种实现上述PCCM开关变换器的控制方法的装置，其特征在于：由电压检测电路VS、误差放大器EA、比较器CMP、第一触发器RS1、第二触发器RS2、时钟信号CLK、导通定时器TON、第一驱动电路DR1和第二驱动电路DR2组成；其中，所述的电压检测电路VS与误差放大器EA的负端及比较器CMP的负端相连；误差放大器EA的输出端和比较器CMP的正端相连；比较器CMP的输出端与第一触发器RS1的R端相连、时钟信号CLK与第二触发器RS2的S端相连；第二触发器RS2的Q1输出端与导通定时器TON的输入端相连；导通定时器TON分别与第一触发器RS1的S端及第二触发器RS2的R端相连；第一触发器RS1的Q输出端连接第一驱动电路DR1，控制主开关管的导通和关断；第二触发器RS2的Q输出端连接第二驱动电路DR2，控制续流开关管的导通和关断。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
一、轻载条件下，与主开关管采用电压双环控制、续流开关管采用恒定参考电流(Constant-Reference-Current,CRC)控制(简记为V2-CRC控制)及主开关管采用电压型控制、续流开关管采用CRC控制(简记为V-CRC)的控制方法相比，本发明的PCCM开关变换器输出电压纹波小，从而具有很好的稳态性能。
二、与V-CRC控制及V2-CRC控制相比，本发明的PCCM开关变换器在负载发生改变时，负载电流的变化首先在输出电容支路中体现出来，每个开关周期内续流占空比不变，从而动态控制PCCM开关变换器的续流开关管续流值的大小，在保证PCCM开关变换器稳态性能的同时，提高了PCCM开关变换器的瞬态性能和效率。
三、与V-CRC控制相比，本发明的PCCM开关变换器在输入电压发生改变时，电感电流立即发生变化，而每个开关周期内续流占空比不变，从而动态控制PCCM开关变换器的续流开关管续流值的大小，在保证PCCM开关变换器稳态性能的同时，提高了PCCM开关变换器的瞬态性能和效率。
四、本发明采用定续流占空比控制，控制器环路中省去了电感电流与续流值比较环节，简化了控制环路的设计，增强了系统的稳定性和动态响应能力，实现了动态调整变换器续流开关管的续流值大小，提高了变换器的带载范围。
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
附图说明
图1为本发明实施例一方法的信号流程框图。
图2为本发明实施例一的电路结构图。
图3为本发明实施例一，变换器TD稳态工作时的主要波形示意图。
图4a为本发明实施例一变换器TD在负载突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。
图4b为采用V2-CRC控制的变换器TD在负载突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。
图4c为采用V-CRC控制的变换器TD在负载突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。
图5a为本发明实施例一变换器TD在输入电压突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。
图5b为采用V2-CRC控制的变换器TD在输入电压突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。
图5c为采用V-CRC控制的换器TD在输入电压突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。
图6a为本发明实施例一变换器TD在负载突变时电感电流瞬态时域仿真波形图。
图6b为采用V2-CRC控制的变换器TD在负载突变时电感电流瞬态时域仿真波形图。
图6c为采用V-CRC控制的变换器TD在负载突变时电感电流瞬态时域仿真波形图。
图7为分别采用本发明、V2-CRC控制和V-CRC控制的变换器TD随负载变化时的效率曲线图。
图8为本发明实施例二的电路结构图。
具体实施方式
下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。
实施例一
图1示出，本发明的一种具体实施方式为：伪连续导电模式开关变换器定续流占空比控制装置，主要由电压检测电路VS、误差放大器EA、第一触发器RS1、第二触发器RS2、比较器CMP、导通定时器TON、时钟信号CLK、第一驱动电路DR1和第二驱动电路DR2组成。电压检测电路VS用于检测输出电压Vo的值；误差放大器EA用于将参考电压Vref和输出电压Vo的差值信号放大后产生控制电压Ve；比较器CMP用于比较输出电压Vo和控制电压Ve的大小，产生第一触发器RS1的复位信号；第一触发器RS1用于得到脉冲信号Vp1，经由第一驱动电路DR1控制主开关管的导通和关断；时钟信号CLK用于产生第二触发器RS2的置位信号；第二触发器RS2用于得到脉冲信号Vp2，经由第二驱动电路DR2控制续流开关管的导通和关断；导通定时器TON用于产生信号Vton，控制第一触发器RS1置位和第二触发器RS2复位，实现每个开关周期内续流占空比不变。
本例采用图2的装置，可方便、快速地实现上述控制方法。图2示出，本例伪连续导电模式开关变换器定续流占空比控制装置，由开关变换器TD和主开关管S1、续流开关管S2的控制装置组成。
本例的装置其工作过程和原理是：
控制装置采用PCCM开关变换器定续流占空比控制的工作过程和原理是：如图1、图2、图3示出，每个开关周期开始时，时钟信号CLK输出高电平，即第二触发器RS2的S输入端输入高电平，根据第二触发器RS2的工作原理：第二触发器RS2的Q输出端信号为高电平，续流开关管S2导通；续流开关管S2导通固定时间后，导通定时器TON输出高电平，即第二触发器RS2的R输入端输入高电平、第一触发器RS1的S输入端输入高电平，根据第二触发器RS2、第一触发器RS1的工作原理：第二触发器RS2的Q输出端信号为低电平、Q1输出端信号为高电平，第一触发器RS1的Q输出端信号为高电平，则续流开关管S2关断、导通定时器TON置位，变换器主开关管S1导通，此时输出电压上升；电压检测电路VS从变换器TD中获取输出电压Vo，输出电压信号Vo和基准电压信号Vref经过误差放大器EA得到信号Ve；在开关周期内当输出电压信号Vo上升到信号Ve时，比较器CMP输出高电平，即第一触发器RS1的R输入端输入高电平，根据第一触发器RS1的工作原理：第一触发器RS1的Q输出端信号Vp1为低电平，变换器主开关管S1关断，直至当前开关周期结束；下一个时钟信号CLK来临，进入下一个开关周期。
本例的变换器TD为PCCMBuck变换器。
用PSIM仿真软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。
图3为本发明实施实例一变换器在稳态工作时，输出电压Vo、电感电流iL、信号Vp1、信号Vp2及导通定时器输出信号Vton波形图。
图3仿真条件如下：输入电压Vin＝50V、输出电压参考值Vref＝15V、电感L＝250μH(其等效串联电阻为100mΩ)、电容C＝470μF(其等效串联电阻为100mΩ)、负载阻值R＝15Ω、开关周期T＝20μs、导通定时器的固定导通时间为Ton＝2μs(续流占空比为0.1)，开关管S1、S2的等效寄生电阻为50mΩ，二极管D1、D2的导通压降为0.4V。
图4a、图4b和图4c分别为采用本发明、V2-CRC控制和V-CRC控制的PCCMBuck变换器在负载突变(负载在70ms时刻由1A跳变至2A)时输出电压的时域仿真波形。图4a仿真条件与图3相同，图4b和图4c的其他仿真条件与图3相同，电感电流续流参考值为2A。由图4可见，采用V2-CRC控制的PCCMBuck变换器在扰动出现后，经过约2ms后才能进入新的稳态，输出电压峰峰值波动约为30mV；采用V-CRC控制的PCCMBuck变换器在扰动出现后，经过约1.5ms能进入新的稳态，输出电压峰峰值波动约为90mV；采用本发明的PCCMBuck变换器在扰动出现后，可迅速进入新的稳态，且输出电压瞬态变化量很小。故采用本发明的伪连续导电模式变换器具有更快的负载瞬态响应速度。
图5a、图5b和图5c分别为采用本发明、V2-CRC控制和V-CRC控制的PCCMBuck变换器在输入电压突变(负载在30ms时刻由40V跳变至50V)时输出电压的时域仿真波形。图5的仿真条件与图4相同。由图5可见，采用V-CRC控制的PCCMBuck变换器在扰动出现后，经过约1.5ms后才能进入新的稳态，输出电压峰峰值波动约为70mV；采用V2-CRC控制及本发明的PCCMBuck变换器在扰动出现后，可迅速进入新的稳态，基本不存在调整时间，且输出电压瞬态变化量也很小。故与采用V-CRC控制的PCCM变换器相比，采用本发明的PCCM变换器具有更快的输入瞬态响应速度。
图6a、图6b和图6c分别为采用本发明、V2-CRC控制和V-CRC控制的PCCMBuck变换器在负载突变(负载在50ms时刻由2A跳变至1A)时电感电流的时域仿真波形。图6仿真条件与图4相同。由图6可见，采用三种方法的PCCMBuck变换器在扰动出现后，电感电流都可在很短的时间内重新进入新的稳态。采用V2-CRC控制和V-CRC控制的PCCMBuck变换器，重新进入稳态后，电感电流的续流值不变仍为2A，但每个周期内续流时间增大；而同样条件下，采用本发明的PCCMBuck变换器，重新进入稳态后，每个周期内电感电流的续流时间不变，而电感电流的续流值由1.86A降为0.75A左右。由于电感电流续流值越大，续流时间越长，将导致越多的损耗，故采用本发明的PCCM变换器效率更高。
如图7所示，为PCCMBuck变换器分别采用本发明、V2-CRC控制和V-CRC控制时的效率曲线图。由图7可知，当负载电阻较小(负载较大)时，三种方法下变换器都具有较高的效率；随着负载电阻的增大(负载减小)，采用V2-CRC控制和V-CRC控制的PCCM变换器的效率都有所减小，尤其是采用V-CRC控制的PCCM变换器在负载减小时，效率迅速大幅下降；而采用本发明的PCCM变换器，在负载电阻增大(负载减小)时，效率一直较高。
综合图6和图7可知：与V2-CRC控制和V-CRC控制方法相比，采用本发明的PCCM变换器效率更高。
实施例二
如图8所示，本例与实施例一基本相同，不同之处是：本例控制的变换器TD为PCCM单端正激型变换器。
本发明除可用于以上实施例中的开关变换器外，也可用于PCCM半桥变换器、PCCM全桥变换器等PCCM变换器拓扑中。

Claims (2)

1.一种伪连续导电模式开关变换器定续流占空比控制方法，使PCCM开关变换器具有更为快速的瞬态响应速度和较高的变换器效率,包括如下的手段：主开关管采用电压双环控制，实现输出电压的稳压，续流开关管采用定续流时间占空比控制，实现电感电流的动态续流；其具体实施方式为：在每个开关周期内，检测输出电压得到信号Vo；将Vo和基准电压信号Vref送入误差放大器EA得到信号Ve；将Vo和Ve送入比较器CMP得到信号VT；信号VT和导通定时器TON的输出信号Vton经过第一触发器RS1产生脉冲信号Vp1，用以控制主开关管的导通和关断；时钟信号CLK和信号Vton经过第二触发器RS2产生脉冲信号Vp2，用以控制续流开关管的关断和导通。
2.一种实现权利要求1所述的伪连续导电模式开关变换器定续流占空比控制方法的装置，其特征在于：由电压检测电路VS、误差放大器EA、比较器CMP、第一触发器RS1、第二触发器RS2、时钟信号CLK、导通定时器TON、第一驱动电路DR1和第二驱动电路DR2组成；其中，所述的电压检测电路VS与误差放大器EA的负端及比较器CMP的负端相连；误差放大器EA的输出端和比较器CMP的正端相连；比较器CMP的输出端与第一触发器RS1的R端相连、时钟信号CLK与第二触发器RS2的S端相连；第二触发器RS2的Q1输出端与导通定时器TON的输入端相连；导通定时器TON分别与第一触发器RS1的S端及第二触发器RS2的R端相连；第一触发器RS1的Q输出端连接第一驱动电路DR1，控制主开关管的导通和关断；第二触发器RS2的Q输出端连接第二驱动电路DR2，控制续流开关管的导通和关断。
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