CN105103484A - Ofdm系统中发送有效载荷数据的发送器和方法以及接收有效载荷数据的接收器和方法 - Google Patents

Ofdm系统中发送有效载荷数据的发送器和方法以及接收有效载荷数据的接收器和方法 Download PDF

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Abstract

发送器使用正交频分复用(OFDM)符号传输有效载荷数据。发送器包括：帧构建器，被配置为接收待传输的有效载荷数据并且接收用于在接收器中检测和恢复有效载荷数据的第一信令数据，并且将有效载荷数据与第一信令数据形成为帧用于传输，第一信令数据与有效载荷数据形成帧的一部分。调制器，被配置为以第一信令数据调制第一OFDM符号并且以有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号。提供签名序列的签名序列处理器，将签名序列与第一OFDM符号组合的组合器，以及传输第一OFDM符号和第二OFDM符号的传输单元。由签名序列处理器提供的签名序列包括第一同步序列或者第二消息序列中的至少一个，第一同步序列和/或第二消息序列由组合器与第一OFMD符号组合。第一同步序列提供给接收器以从第一OFDM符号中检测并恢复第一信令数据，并且第二消息序列将消息信息提供给接收器。消息信息可用于将具体消息传递给用户，例如，与诸如地震或者海啸警报的自然灾害相关的紧急警报。

Description

OFDM系统中发送有效载荷数据的发送器和方法以及接收有效载荷数据的接收器和方法
技术领域
本公开内容涉及使用正交频分复用(OFDM)符号发送有效载荷数据的发送器以及方法。
背景技术
存在其中使用正交频分复用(OFDM)传输数据的无线电通信系统的许多实例。已经被布置为根据数字视频广播(DVB)标准来运行的电视系统例如使用OFDM用于地面和线缆传输。OFDM通常可以被描述为提供被并行调制的K个窄带子载波(其中，K是整数)，每个子载波传递经调制的数据符号，诸如，正交幅度调制(QAM)符号或正交相移键控(QPSK)符号。子载波的调制形成在频域中并且被转换到时域中用于传输。因为数据符号在子载波上并行传输，所以可在每个子载波上传输相同的经调制的符号达扩展时段。同时并行调制子载波，使得组合调制载波形成OFDM符号。因此，OFDM符号包括多个子载波，其中，每一个子载波已经以不同的调制符号同时调制。在传输期间，由OFDM符号的循环前缀填充的保护间隔在各OFDM符号之前。当保护间隔存在时，其被划为一大小从而吸收可由多径传播引起的传输信号的任何回波。
如上所指出的，OFDM符号中的窄带载波K的数量可根据通信系统的运行需求而改变。保护间隔代表开销，因此为了增加频谱效率，优选地，保护间隔最小化为OFDM符号持续时间的一小部分。对于给定的保护间隔部分，能够解决增加的多径传播同时保持给定的频谱效率的能力可以通过增加子载波的数量K来改进，从而增加OFDM符号的持续时间。然而，在某种意义上，也可能存在鲁棒性的降低，对于接收器而言恢复使用与较小数量的子载波相比较高数量的子载波传输的数据可能是更困难的，原因在于，对于固定的传输带宽，增加子载波K的数量也意味着减少每个子载波的带宽。子载波之间的分离的减少可能使得从子载波中解调数据更困难，例如，在存在多普勒频率的情况下。即，尽管越大数量的子载波(高阶运行模式)可以提供越高的频谱效率，但是，对于一些传播条件，相比于对于较低数量的子载波的需求，传输数据的目标比特误码率可能要求实现更高的信噪比。
发明内容
根据示例性实施方式，提供了使用正交频分复用(OFDM)符号发送有效载荷数据的发送器。发送器包括：帧构建器，配置为接收待传输的有效载荷数据并且接收用于在接收器处检测和恢复有效载荷数据的第一信令数据，并且将有效载荷数据和第一信令数据形成为帧用于传输，第一信令数据形成具有有效载荷数据的帧的一部分。调制器，被配置为以第一信令数据调制第一OFDM符号并且以有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号。签名序列处理器提供签名序列，组合器将签名序列与第一OFDM符号组合，并且传输单元传输第一和第二OFDM符号。由签名序列处理器提供的签名序列选自一组签名序列中的一个，签名序列由组合器与第一OFDM符号组合，使得接收器可从第一OFDM符号检测并恢复第一信令数据。该组签名序列将消息信息提供至接收器。同步序列提供给接收器以从一个或多个第二OFDM符号之前的第一OFDM符号中检测并恢复第一信令数据。选择至少两个可能序列中的一个可形成第二信令数据，发送器可以使用第二信令数据将特定消息传递至接收器。如果发送器可以使用的可能序列的数量是N，则可以通过该第二信令数据传递的可能消息的数量是log2(N)。
由该第二信令数据传递的消息信息也可用于检测并恢复有效载荷。在其他实例中，第二信令数据可用于将具体消息传递给用户，诸如，与自然灾害(诸如，地震或者海啸警报)相关的紧急警报。
本公开内容的实施方式可以提供发送器，该发送器被布置为使用正交频分复用(OFDM)符号传输有效载荷数据。该发送器包括：帧构建器，适用于接收待传输的有效载荷数据并且接收第一信令数据以用于在接收器处检测并恢复待传输的有效载荷数据。帧构建器被配置为将有效载荷数据和信令数据形成为帧用于传输。第一信令数据可形成至各个帧并且使用第一OFDM符号传输，并且有效载荷数据可根据传输参数(诸如，用于OFDM符号的多个子载波的编码率、调制方案和运行模式)使用一个或多个第二OFDM符号进行传输。因此，第一OFDM符号可能与第二OFDM符号不同。第一OFDM符号可被配置为在各个帧中形成前导码，并且可被配置为首先由接收器检测以恢复第一信令数据。
本公开内容的实施方式提供一种布置结构，其中，签名序列与携带(例如)信令数据的OFDM符号组合的布置结构，使得存在能够检测携带信令数据的OFDM符号的接收器的改进的可能性。根据本公开内容的实施方式的布置结构，发现存在对传输帧中设置“前导码”OFDM符号的要求的应用，其中，传输帧携带信令参数来表示(例如)用于解码并且将有效载荷数据调制在承载数据的OFDM符号上的至少一些通信参数，从而在检测到第一(前导码)OFDM符号内的信令数据之后，接收器可恢复传输参数，用于从承载数据的OFDM符号中检测有效载荷数据。此外，签名序列处理器被配置为生成第一同步序列或者第二同步序列，第二同步序列的选择表示诸如第一信令数据内或者有效载荷内的紧急警报消息的存在的信息。
在一些实施方式中，签名序列可被设计成在检测帧中的前导码OFDM符号时，以比有效载荷数据更低的信噪比首先被检测。因而，消息序列可提供早期警报或者公共广播信息，其比有效载荷数据可更广泛地检测。此外，由于可以在有效载荷数据的检测之前检测消息序列，所以接收器可被配置为即使在将电力提供给接收器的一部分的待机状态或者断电状态下检测消息序列，其中，接收器的那一部分被配置为检测消息序列。
本公开内容的各种更多方面和特征在所附权利要求中进行限定。
附图说明
现将参考附图仅通过实例的方式描述本公开内容的实施方式，其中相似部件设置有相应的参考标号，并且其中：
图1是示出了广播传输网络的布置结构的示意图；
图2是示出了用于经由图1的传输网络传输广播数据的示例性传输链的示意性框图；
图3是包括保护间隔的时域中的OFDM符号的示意图；
图4是通过图1的广播传输网络使用OFDM用于接收数据广播的典型接收器的示意性框图；
图5是用于传输包括有效载荷数据和信令数据的广播数据的传输帧的示意图；
图6是示出了根据一个实施方式的经由信令或者前导码OFDM符号用于传输信令数据的发送器的框图；
图7是根据一个实施方式的签名序列生成器的示意性框图；
图8是在存在加性高斯白噪声的情况下用于二分之一和四分之一编码码率的关于信噪比的比特误码率的图表；
图9是关于从调制的信令数据的电力的签名序列避退的比特误码率的图表，其根据图8的结果提供可接受的性能；图10a是具有与为单频传输网络产生的期望延迟扩展匹配的保护间隔的OFDM符号的图示；图10b是每个具有被选定为相关OFDM符号持续时间的固定部分的保护间隔的OFDM符号具有不同数量的子载波的OFDM符号的图示；以及图10c是具有针对信令OFDM符号的不同的多个子载波并且每个承载有效载荷数据的OFDM符号具有多个不同的子载波的OFDM符号的图示，其具有被选定为具有与有效载荷和信令OFDM符号两者匹配的持续时间的保护间隔；
图11a是根据本技术的用于从信令OFDM符号中检测并恢复信令数据的接收器的示意性框图，图11b是构成图11a的一部分的频率同步检测器的示意性框图，图11c是构成图11b的一部分的前导码保护间隔相关器的示意性框图，图11d是构成图11a的接收器的一部分的粗频偏同步检测器的又一实例的说明性的示意性框图，以及图11e是构成图11d的一部分的差分编码器的说明性的示意性框图；
图12是构成图11a中示出的接收器的一部分的前导码检测和解码处理器的一个实例的示意性框图，其检测并移走频域中的签名序列；
图13是构成图11a中示出的接收器的一部分的前导码检测和解码处理器的一个实例的示意性框图，其检测并移走时域中的签名序列；
图14是构成图13中示出的前导码检测和解码处理器的一部分的签名序列移除器的实例的示意性框图；
图15a是匹配滤波器的示意性框图，该匹配滤波器被匹配到针对图7中示出的示例性生成器的签名序列，以及图15b是构成图14中示出的接收器的一部分的签名序列移除器的示意性框图；
图16a是在匹配滤波器的输出中形成的信号的图示；图16b是示出了信道脉冲响应的分量的图16a中示出的图示的放大图；
图17是示出了在图11a的接收器中用于检测粗频偏的电路的示意性框图；
图18是针对频偏为-88/Tu的图17中示出的电路的相关输出的图表；
图19提供了用于二分之一码率以及四分之一码率的、具有以及不具有添加至信令OFDM符号的不同码率的比特误码率关于信噪比的图表；
图20a和图20b提供了具有如图20c中示出的分别具有理想信道估计和实际信道估计的两个路径的0dB回波信道的比特误码率对信噪比的图表；以及
图21a是提供本技术的又一示例性实施方式的图6的发送器的一部分的示意性框图；以及图21b是示出了图21a中示出的发送器的运行的示例性参数的表格；
图22是示意性地示出了通过图21a的发送器形成前导码OFDM符号的示意性框图和部件运行表；
图23是用于检测接收信号(其已由图21a的发送器传输)的签名序列的接收器的示意性框图；
图24是根据本技术的实施方式的预警信号检测器的示意性框图；以及
图25是提供本技术的示例性实施方式的图23中示出的接收器的信令解码器的示意性框图。
具体实施方式
本公开内容的实施方式可被布置为形成用于传输信号(该信号表示包括视频数据和音频数据的数据)的传输网络，使得传输网络可以形成(例如)用于将电视信号传输至电视接收装置的广播网络。在一些实例中，用于接收电视信号的音频/视频的装置可以是移动装置，其中，在移动时接收电视信号。在其他实例中，音频/视频数据可由传统的电视接收器接收，传统的电视接收器可以是静止的并且可连接至一个固定天线或者多个天线。
电视接收器可以包括或者可以未包括用于电视图像的集成显示器，并且可以是包括复用调谐器和解调器的记录器装置。天线可植入电视接收器装置。连接的或者植入的天线可用于促进不同信号以及电视信号的接收。因此，本公开内容的实施方式被配置为不同环境中的不同类型的装置促进表示电视节目的音频/视频数据的接收。
如应理解的，在移动装置移动时，利用移动装置接收电视信号可能更困难，因为无线电接收情况明显不同于其输入来自固定天线的传统电视接收器的接收条件。
在图1中示出了电视广播系统的示例性示意图。在图1中，广播电视基站1示出为连接至广播发送器2。广播发送器2在由广播网络提供的覆盖范围内从基站1传输信号。图1中示出的电视广播网络作为所谓的单频网络运行，其中，每一个电视广播基站1同时传输传达音频/视频数据的无线电信号，使得这些可在由广播网络提供的覆盖范围内由电视接收器4以及移动装置6接收。对于图1中示出的实例，由广播基站1传输的信号使用正交频分复用(OFDM)传输，其中，OFDM可以提供以下布置结构，其用于传输能够被电视接收器组合的来自每一个广播站2的相同信号，即使这些信号从不同基站1传输。设置广播基站1的间隔，使得由不同广播基站1传输的信号之间的传播时间小于或者基本上不超过每一个OFDM符号传输之前的保护间隔，接收器装置4、6就可以接收以组合从不同广播基站1传输的信号的方式的OFDM符号并且从OFDM符号恢复数据。以这种方法采用OFDM的广播网络的标准的实例包括DVB-T、DVB-T2和ISDB-T。
图2示出了构成用于从音频/视频源传输数据的电视广播基站1的一部分的发送器的示例性框图。在图2中，音频/视频源20生成表示电视节目的音频/视频数据。音频/视频数据由编码/交织器块22使用前向纠错编码进行编码，其中，编码/交织器块22生成随后要被馈至调制单元24的前向纠错编码数据，其中，调制单元24将编码数据映射在用于调制OFDM符号的调制符号上。在分开的下支所描述的，提供用于指示例如编码格式和音频/视频数据的调制的物理层信令的信令数据由物理层信令单元30产生，并且在编码单元32编码之后，物理层信令数据然后如音频/视频数据一样由调制单元24进行调制。
帧构建器26被布置为将连同物理层数据一起的待传输的数据形成为帧，用于传输。该帧包括具有前导码的、物理层信令在其中被传输的时分部分，以及传输由音频/视频源20生成的音频/视频数据的一个或多个数据传输部分。符号交织器34可在形成为符号用于传输的符号的数据被OFDM符号生成器36和OFDM调制器38调制之前对该数据进行交织。OFDM符号生成器36接收由导频和嵌入数据生成器40生成并且馈至OFDM符号生成器36用于传输的导频信号。OFDM调制器38的输出传递至插入保护间隔的保护插入单元42，并且所得到的信号馈至数字模拟转换器44，然后在被天线48传输之前馈至RF前端46。
与常规布置一样，OFDM被布置为在频域中生成符号，其中，待传输的数据符号被映射在子载波上，然后使用逆傅里叶变换转换为时域。因此，待传输的数据在频域中形成并且在时域中传输。如图3所示，产生各个时域符号，具有持续时间Tu秒的有用部分以及持续时间Tg秒的保护间隔。通过在时域中复制有用部分的符号的一部分来生成保护间隔。通过将有用部分的时域符号与保护间隔相关，接收器可被布置为检测持续时间Tu的有用部分的OFDM符号，然后可以从该符号中通过触发快速傅里叶变换恢复数据以将时域符号采样转换到频域中。图4中示出了此种接收器。
在图4中，接收器天线50被布置为在保护间隔被保护间隔去除单元56移除之前检测RF信号，该符号经由调谐器52传递并且使用模拟数字转换器54转换为数字信号。在检测到执行将时域采样转换到频域中的快速傅里叶变换(FFT)的最佳位置之后，FFT单元58变换时域采样以形成馈至信道估计和校正单元60的频域采样。信道估计和校正单元60然后通过(例如)使用已经嵌入OFDM符号中的导频子载波估计传输信道。在排除导频子载波之后，所有承载数据的子载波被馈至解交织子载波符号的符号解交织器64。解映射器单元62然后从OFDM符号的子载波中提取数据位。数据位被馈至执行解交织的位解交织器66，使得误差校正解码器可以根据常规操作进行误差校正。
帧结构
图5示出了根据本技术的示例性实施方式的帧结构的示意图。图5示出了不同的物理层帧，一些的目标是针对移动接收，而其他的目标是针对固定的屋顶天线接收。该系统可以在未来扩展以结合新类型的帧，对于当前系统，这些潜在的新类型的帧简称为未来扩展帧(FEF)。
对于固定的接收帧的一个要求是改进的频谱效率，这可通过诸如采用高阶调制(例如，256QAM)以及更高码率(例如，大于半码率)的特征来保证，因为相对良性的信道条件以及每个OFDM符号(FFT大小)的高数量的子载波(诸如32K)。这减少由于保护间隔部分导致的容量损失。然而，更高数量的子载波可以使此种OFDM符号不适于移动接收，因为对所接收的信号的高多普勒频率的低耐受性。另一方面，为了保证高码率服务的可用性，对于移动接收帧的主要要求可以是鲁棒性。这可以通过采用低阶调制(例如QPSK或者BPSK)、低码率、每个OFDM符号(FFT大小)的低数量的子载波以及高密度分散导频模式等特征进行改进。对于OFDM符号的低数量的子载波可有益于移动接收，因为较低数量的子载波可以提供更宽的子载波间隔，因此更适应高多普勒频率。此外，在多普勒的情况下，高密度导频模式易于信道估计。
因此，图5中示出的帧结构由可各自包括使用不同参数调制并编码的有效载荷数据的帧来表征。这可包括例如使用每个符号具有不同数量的子载波的不同的OFDM符号类型，每个符号可使用不同的调制方案进行调制，因为可为不同类型的接收器提供不同帧。然而，各个帧可包括携带信令数据的至少一个OFDM符号，该信令数据可能已经不同地调制到携带有效载荷数据的一个或多个OFDM符号。此外，信令OFDM符号对于携带有效载荷数据的OFDM符号可能是不同的类型。需要恢复信令数据，使得有效载荷数据可被解调并且解码。
前导码有何特征？
为了划定帧边界，需要帧前导码，诸如，在DVB-T2中的P1符号。前导码会携带描述如何构建随后帧的信令。预期的是，如上所述的不管是移动的或者具有固定天线的所有类型的接收器都应该能够检测并解码前导码，从而确定它们是否应该解码随后帧中的有效载荷。此种前导码的期望的特征包括：
1.高容量信令；与DVB-T2中的P1前导码具有7个信令位的容量不同，该前导码应该具有高信令容量，理想的是更像DVB-C2中的大约具有100s的信令位的前导码。这暗示前导码符号应该是具有足以携带所有信令信息的子载波的OFDM符号。
2.公共的宏结构；所有帧前导码应该具有所有接收器类型理解的公共预定的宏结构。这意味着前导码符号应该(例如)对于所有帧类型具有恒定时间间隔、恒定数量的子载波以及保护间隔。这促使以下限制，即，该保护间隔在持续时间方面必须与可用在固定天线接收中的最长的保护间隔相似，否则当网络使用该最长的保护间隔时，前导码符号将遭受过度的符号间干扰(ISI)并且或许遭受解码失败。
3.低复杂性检测和解码：前导码符号检测和解码复杂性应该较低，足以容易在电池电源移动接收器中实现，以便有效利用有限的存储电力。这抑制最大的FFT大小和最大的FEC块长。
4.前导码应该容易在时域中检测；在DVB-C2中，帧结构内的所有OFDM符号使用4K子载波间隔。这意味着接收器能够以随后跟着频域帧同步(前导码检测)的OFDM符号时间同步开始。在本公开内容的实施方式中，可以布置帧使得不同物理层帧中的OFDM符号可具有不同的子载波间隔。因此，频域帧同步(前导码检测)并不容易。因此，必须在时域中检测前导码符号。只有在解码前导码并且其信令有效载荷被解释可进行帧的频域处理之后，因为只有这时接收器才知晓帧的主体中的承载数据有效载荷的OFDM符号的OFDM参数(子载波的数量、保护间隔)等。
5.鲁棒性；前导码应该在接收器期望工作的所有信道条件下能够被所有的接收器类型检测并且解码的。这意味着前导码应当对于在移动时接收期间所经历的高水平噪音、低噪比以及高水平多普勒频移是鲁棒的。对于高水平噪音的鲁棒性限制可用于编码和调制(MODCOD)(其可用于携带前导码的信令有效载荷的最大传输参数)，而对于多普勒的鲁棒性限制了前导码OFDM符号的最小子载波间隔。前导码OFDM符号必须使用足够大的子载波间隔以合理地适应于高多普勒扩展。此外，前导码OFDM符号也应该允许在频率偏移、公共的相位误差、最大预期的多径延迟扩展等的情况下进行解码。
如上所说明的，如图5所示，前导码OFDM符号传达信令数据，而传输帧的主体内的OFDM符号传达有效载荷数据。图5中示出的各个传输帧具有特定的特征。数据承载帧100携带数据帧，其可使用较高的运行模式提供每个OFDM符号的更高数量的子载波，例如，约32000个子载波(32k模式)，从而提供相对较高的频谱效率，但是要求相对较高的信噪比从而以比特误码率的形式实现可接收的数据完整性。因此，高阶运行模式最适合于对于具有灵敏的检测能力(其包括用于从32kOFDM符号中恢复音频/视频数据的良好安置的固定天线)的固定的电视接收器的传输。相反，帧结构也包括第二帧102，该帧被生成以在更不利的无线电通信环境下被移动电视接收器接收。因此，帧102可被布置为利用低阶调制方案(诸如，BPSK或者QPSK)以及每个OFDM符号(FFT大小)的小的或者较低数量的子载波(诸如，4K或者8K)形成承载有效载荷的OFDM符号，以改进移动接收器在相对不利环境中能够接收并恢复音频/视频数据的可能性。在第一帧100和第二帧102两者中提供前导码符号104、106，其提供用于检测在传输帧100、102的有效载荷部分中传输的音频/视频数据的信令参数。类似地，提供前导码符号108、110，用于未来扩展帧112。
新前导码符号的设计
一些示例性实施方式可以提供用于形成前导码符号的布置结构，例如，供图5中示出的传输帧一起使用，其中，改进尤其在严酷的无线电环境中检测前导码符号的可能性。此外，可以设想图5中示出的帧结构，使得承载有效载荷的OFDM符号的子载波的数量在帧与帧之间是不同的，此外，这些子载波可使用不同的调制方案。因此，携带有效载荷数据的OFDM符号的类型可与携带信令数据的OFDM符号的类型不同。图6中示出了用于传输信令数据的图2中示出的发送器的一部分的示例性框图。
在图6中，信令数据首先馈至加扰信令数据的加扰单元200，然后馈至利用前向纠错码编码信令数据的前向纠错(FEC)和调制器单元202，然后在将编码的数据映射在π/4-BPSK调制符号之前进行交织。导频插入单元204然后在调制符号之间插入导频以形成前导码104、106、108、110的OFDM符号。形成前导码的OFDM符号然后由定标单元206根据预定因子(1-G)进行定标。定标单元206关于在传输之前与前导码的OFDM符号组合的签名序列适配前导码的传输功率，使得前导码的总传输功率与倘若没有签名序列的前导码保持相同。
根据本技术，签名序列生成器208被配置为生成馈至第二定标单元210的签名序列，该第二定标单元在组合单元212将定标的签名序列与前导码的OFDM符号进行组合之前通过预定因子G定标签名序列。因此，签名序列W(k)在频域中与OFDM符号组合，使得签名序列的每一个系数被添加到OFDM符号的子载波信号中的一个。然后，在保护间隔插入单元插入时域保护间隔之前，组合的前导码OFDM符号和签名序列由逆傅里叶变换处理器(IFFT)214从频域转换至时域。在保护插入单元216的输出处，前导码符号形成在输出信道218上。
如从图6中示出的实例可以看出，签名序列在频域中与携带信令数据的OFDM符号组合，使得组合后的前导码符号的频谱保存在用于传输信道的频谱掩码内。如从一些实例中将理解的，签名序列可在时域中与OFDM符号组合。然而，必须在签名序列在时域中与前导码OFDM符号组合之后引入其他带宽限制处理，这可能影响接收器中的签名序列的相关特性。
在图6中的示例性示意图中，通过加扰单元200加扰信令数据保证前导码符号的峰均功率比(PAPR)不会由于许多类似调制的OFDM子载波而过多。然后，在映射至作为单元202内的低阶星座的π/4-BPSK之前，加扰信令位被FEC和BPSK单元202利用4KLDPC码以低码率(1/4或者1/5)前向纠错编码。由导频插入单元204在此阶段插入的导频不是用于信道估计，而是用于将简短说明的频偏估计。在此阶段中，由于OFDM符号由组合器212添加到信令OFDM符号的采样，复前导码签名序列也包括与有用子载波相同数量的复采样。当生成时，各个前导码签名序列采样是单位循环上的点，但是在添加至前导码OFDM符号之前，各个采样由定标器210按照预定因子G进行定标，并且相应的OFDM符号采样通过定标器206按照(1-G)进行定标，使得复合前导码符号的功率应该与图6中点A处的信令OFDM符号的功率相同。
IFFT214然后在时域中形成OFDM符号，然后该符号后面跟着由保护插入单元216插入的保护间隔，其中，该保护插入单元216在前导码OFDM符号的开始处预先悬而未决前导码OFDM符号的Ng个采样-也称为前导码OFDM符号的循环前缀。在保护间隔插入之后，形成由Ns＝Nu+Ng个复采样组成的持续时间Ts＝Tu+Tg的前导码OFDM时域符号，其中，Tu是具有Nu个采样的有用符号周期，并且Tg是关于Ng采样的保护间隔持续时间。
签名序列生成器
如以上说明的，为了允许接收器以与从携带有效载荷数据的OFDM符号中检测并恢复数据所需的信噪比相比更低的信噪比检测前导码，图6的前导码符号生成器生成与信令OFDM符号(第一OFDM符号)组合的签名序列，其形成帧的前导码符号。可以使用两个伪随机位序列生成器(一个用于同相分量，另一个用于正交相位分量)形成由签名序列生成器208生成的签名序列。在一个实例中，签名序列是恒包络零自相关(CAZAC)序列或者Zadoff-Chu序列。在其他实例中，各个签名序列由因为其良好的自相关特性而被选定的一对Gold码序列形成，或者在其他实例中，可以使用签名序列，诸如，M序列。
在图7中更详细地示出了图6中示出的签名序列生成器208的一个实例。图7被布置为生成由图6中示出的组合器212添加到信令OFDM符号的复采样的复签名序列。
在图7中，两个线性反馈移位寄存器用于各种情况，以生成用于同相分量300.1和300.2以及正交分量302.1和302.2的一对伪随机位序列。在各种情况下，使用专有的OR电路310、312组合伪随机位序列对以产生分别用于签名序列的同相部分(300.1和300.2)以及正交部分(302.1和302.2)的Gold序列。然后，二进制至双极映射器单元314、316分别形成用于签名序列的同相318分量和正交(虚)320分量的采样。有效地，图7中示出的布置结构生成通过异或(XOR)两个m序列形成的Gold码。通过线性反馈移位寄存器300、302生成m序列。以下表1示出了根据图7中示出的实例的线性反馈移位寄存器的生成器多项式：
序列名称 生成器多项式
R_seq1 x13+x11+x+1
R_seq2 x13+x9+x5+1
I_seq1 x13+x10+x5+1
I_seq2 x13+x11+x10+1
表1：用于复签名序列的生成器多项式。
确定用于定标因子G的最佳值
如图6所示，定标器210将签名序列乘以因子G并且定标器206将信令OFDM符号乘以因子1-G。因而，如果时域OFDM符号信号是c(n)而签名序列信号是f(n)，则给出复合传输的前导码符号s(n)：
s(n)＝(1-G)c(n)+Gf(n)
其中，G是应用于签名序列的定标。签名信号将失真有效添加至信令OFDM符号，从而增加接收器中的信令OFDM符号的比特误码率。此外，利用归一化功率1，复合符号有效地在签名信号和信令OFDM符号信号之间分配功率。利用针对G的高值，签名信号具有更多功率，因此接收器中的帧同步(前导码的检测)应该以较低的信噪比实现。然而，(为了增加签名信号的功率)降低信令OFDM符号的功率也意味着接收器中的信令信息本身的无错解码变得更困难，这是因为信令OFDM符号的信噪降低。因此，针对G的最佳值必须在这些矛盾目标之间折衷。我们可以进一步定义P＝(1-G)/G，其与信令OFDM符号和签名信号之间的功率比成比例。针对G的适当值可通过对于该功率比P实验进行设置。
可用于保护前导码符号的示例性误差校正码的性能可以在加性高斯白噪声的情况下使用用于信令信息的合适星座进行评估。例如，QPSK调制方案可以与示例性误差校正码一起使用。在本实例中，评估了4KLDPC半码率和四分之一码率。图8提供了使用信令OFDM符号针对这些半码率和四分之一码率LDPC码的传输信令数据的性能的图解说明，并且示出了关于加性高斯白噪声信道的信噪比的各个代码比特误码率性能。可以看出，-3dB的信噪比和1dB的信噪比，四分之一码率和半码率代码各自分别变得无误差。信噪比的这些值然后分别增加至-2dB和2dB，然后添加P值改变的签名信号直到实现比特误码率为零。
如将理解的，可用于保护在前导码符号中携带的信令数据的误差校正码的编码率可与二分之一码率和四分之一码率不同。在一些实施方式中，编码率小于或等于四分之一。在一个实例中，编码率是五分之一(1/5)。
图9提供了表示随着x轴上的因子P以及分别固定至-2dB和2dB的SNR的各个码率的比特误码率的四分之一码率和二分之一码率的图表。如从这些结果中可以看出，尽管存在已经添加到信令OFDM符号的签名序列，但是设置P＝8dB将给出接近于零的比特误码率。也可以试验性看出，利用因子P这个值可以实现前导码检测。因此，已经为信令OFDM符号的QPSK调制的数据子载波的不同的半码率和四分之一码率采用了值P＝8dB。如可以看出，可以从生成的结果中选择用于因子P的最佳选择。
确定合适的保护间隔部分
根据本技术的示例性实施方式，相同的前导码符号将划定用于固定和移动接收的物理层帧。在以下分析中，假设将使用具有传输帧的这两个类型的广播传输系统。因为影响用于固定接收所传输的承载有效载荷数据的OFDM符号的接收的主要因素中的一个是频谱效率。如以上说明的，这意味着使用用于OFDM符号的大量子载波并且相应较大的FFT大小，因为较小的保护间隔部分(GIF)可用于获得大保护间隔持续时间(GID)。大的GID可以允许广播系统在广播发送器之间具有更大的分离，并且可以在具有更大的延迟扩展环境中运行。换言之，广播发送系统被配置为在形成单频网络(SFN)的发送器之间具有较宽的间隔。
图10示出了当提供每个OFDM符号的不同数量的子载波(不同的FFT大小)的不同运行模式用于同一传输中的不同帧时，如何可以影响保护间隔的选择。与图5中示出的示图不同，图10中示出的示图处于时域中。在时域中示出了三组OFDM符号，示出了在单个传输中一个帧结束并且另一个帧开始的点处可能发生的情况。在图10a中，结尾帧的最后OFDM符号402的持续时间与起始帧的第一OFDM符号404的持续时间相同。两个OFDM符号402和404之间的无阴影区405表示符号404之前的保护间隔。在图10b中，插入示出为浅灰色区域406的前导码符号的实例以划定两个帧。如可以看出的，由于每个OFDM符号具有不同数量的子载波序列，这个示例性前导码符号406具有比承载数据的符号402和404更短的持续时间。因此，如果用于前导码符号的GIF与用于数据符号的GIF相同，那么用于前导码符号的保护间隔持续时间将不会像承载数据的符号的持续时间一样长。因此，如果信道的延迟扩展像承载数据的OFDM符号402的保护间隔一样长，那么前导码符号406将遭受先前帧的最后符号402的符号间干扰。图10c中示出的实例可以提供以下布置结构，其中，用于前导码符号的保护间隔部分被选定起作用，前导码符号406的保护间隔持续时间匹配先前帧的最后一个数据承载符号402的保护间隔持续时间或者可以比先前帧的最后一个数据承载符号402的保护间隔持续时间长。
根据一些示例性实施方式，每个符号的最大数量的子载波基本上为32000(32K)。例如，对于DVB-T2中的32KFFT大小，最大的GIF为19/128。至于6MHz信道光栅，这表示GID为约709.33us。当这个GID用于携带目标为固定接收器的帧的OFDM符号时，前导码OFDM符号GID应该至少为类似值，否则，前导码符号将经受来自先前固定接收帧的最后符号的符号间干扰。
在其中例如传输DVB-T2的6MHz信道光栅系统中，具有基本上为四千子载波(4K)OFDM符号的OFDM符号具有仅2*224*8/6＝597.33us的持续时间。因此，即使GIF＝1，也不可能获得对于4KOFDM符号的709.33us的GID。以下表格列出了在中至高多普勒频率(用于移动环境)和一些可能的保护间隔中可接收的可能的运行模式。
表2：移动FFT模式及其可能的保护间隔
从上表可以看出，只有用于前导码OFDM符号的8K运行模式具有GIF<1，其匹配或者超过用于OFDM符号的32K最大数量的子载波的最大的GID。因此，总之，本技术的实施方式可以提供用于8192个子载波的前导码OFDM符号或者信令的多个子载波，其中，8192子载波对应于8KFFT大小，GIF将约为19/32。这意味着总信令OFDM符号的持续时间将为Ts≈1904us。此外，8K运行模式将具有子载波间隔，其为移动接收器提供了在中到高多普勒频率中从前导码OFDM符号检测并恢复信令数据的合理可能性。可以理解，在本公开内容的实施方式中，必须将前导码符号的GIF选择为等于或长于系统中可用的最大的FFT大小的最长的GID。
信道估计考虑
如在诸如DVB-C2的OFDM传输系统中已知的，频域前导码导频可以规律间隔插入前导码符号中，以在均衡前导码符号之前用于信道估计。此种导频Dx的密度(其为取决于最大的延迟扩展的频率上的间隔)可以在信道上预计。如以上说明的，对于单频传输网络，使用较大的GID可以是有益的。至于此种单频网络，信道脉冲响应可具有等于GID的持续时间。因此，用于前导码均衡的延迟扩展可如GID一样多。当使用以Dx子载波隔开的前导码时，导频辅助信道估计对于如Tu/Dx一样长的延迟扩展是可能的。这意味着必须设置Dx，使得：
Tu/Dx≥Tg
因为6MHz信道中的8K前导码，Tu＝1194.67us，
代入Tu＝1194.67并且Tg＝709.33，Dx≤2。这意味着信令OFDM符号的每两个子载波中的多于一个会变成导频子载波。这具有将信令OFDM符号的容量切去多于一半的影响。因而，这个结论表明应该采取可替代的技术而不是使用频域导频来估计信道脉冲响应。
频偏考虑
在首次检测中，在由调谐器52引入的任何调谐频偏的情况下，信令或者前导码OFDM符号可能必须解码。这意味着应该按照减少任何频偏的影响的方式将信令数据调制到前导码OFDM符号，或者资源被插入前导码符号中以便允许估计频偏然后在前导码解码之前去除频偏。在一个实例中，传输帧可能仅每个帧包括一个前导码OFDM符号，因此难以实现第一选项。至于第二选项，附加资源可以是频域导频子载波的形式，其被插入OFDM中，使得这些可用于估计频偏以及公共的相位误差。然后在符号均衡和解码之前去除频偏。与将导频插入承载数据有效载荷的OFDM符号相似，本技术的实施方式可被布置为在信令(前导码)OFDM符号内提供导频子载波，其可允许估计大于前导码子载波间隔的频偏。这些导频不在频率维度中有规律地隔开，以便避免当多径传播可能导致跨整个前导码OFDM符号的导频的常规无效的情况。因此，能够以先验定义的位置跨8K符号设置180个导频子载波。经由前导码OFDM符号本身的检测估计子FFT二进制(bin)频偏。因此，本技术的实施方式可以提供前导码OFDM符号，其中，携带导频符号的子载波的数量小于需要估计通过其传输前导码OFDM符号的信道脉冲响应的数量，但是足以估计所传输的OFDM符号的粗频偏。
接收器中的频偏检测
如以上说明的，通过组合携带信令数据的OFDM符号与签名序列来形成前导码。为了解码信令数据，接收器必须首先检测并捕捉前导码OFDM符号。在一个实例中，可使用匹配滤波器检测签名序列，该匹配滤波器具有与已知的签名序列的复采样的共轭匹配的脉冲响应。然而，所接收的信号中的任何频偏对于调制匹配滤波器的输出以及阻碍使用匹配滤波器精确检测签名序列存在影响。图11a中示出了在频偏情况下用于检测前导码并恢复由前导码提供的信令信息的示例性接收器。在图11a中，使用如图4所示的常规布置结构并且从输入420分别馈至复数乘法器422和频率同步器424将从天线接收的信号转换为基带信号。频率同步器424用作检测所接收的信号r(x)中的频偏并且将关于多个子载波的偏移的测量馈至振荡器426。振荡器426生成馈至乘法器422的第二输入的复频率信号，该乘法器422用作将偏移的逆引入所接收的信号r(x)中。因此，乘法器422将所接收的信号r(x)与从振荡器426的输出相乘，从而补偿或者基本上使所接收的信号中的频偏反向，使得前导码检测和解码单元430可检测前导码OFDM符号并且恢复前导码传达的信令数据，该数据在输出信道432上输出。
图11b提供了构成图11a中示出的接收器的一部分的频率同步器424的示例性实施方式。在图11b中，所接收的信号从输入420馈至前导码保护间隔相关器432，其在第一输出434中生成提供OFDM符号采样的有用部分Nu的开始的指示的信号。第二输出436将OFDM符号的采样馈至傅里叶变换处理器438，但是将其延迟有用部分Nu中的采样数量。来自前导码保护间隔相关器432的第一输出434检测保护间隔的位置并且用于通过信道442将触发信号从阈值检测器440提供至FFT438，该信号触发FFT438将OFDM符号的有用部分Nu的时域采样转换到频域中。傅里叶变换处理器438的输出被馈至连续导频(CP)匹配滤波器单元444，其在频域中将所接收的OFDM符号中的导频信号关于接收器中的复制品(其用于设置CP匹配滤波器的脉冲响应)相关。因此，匹配滤波器444将再生导频与所接收的OFDM符号相关，并且将该相关的结果馈至检测阈值单元446的输入。检测阈值单元446按照FFT二进制的数量来检测所接收的信号中的偏移，其在信道448上有效提供频偏，该频偏馈至用于校正所接收的信号中的偏移的振荡器426。
图11c提供了实现前导码保护间隔相关器432的实例并且对应于用于检测保护间隔的常规布置结构。通过将所接收的OFDM符号的采样与其本身延迟Nu个采样之后的采样进行互相关，通过在连续Ng个采样间隔上累积互相关输出来执行检测。因此，所接收的信号从输入420馈至乘法器450和延迟单元452(该延迟单元将输出馈至复共轭器454，用于由乘法器450将其与所接收的信号相乘)。延迟单元456以保护间隔中的Ng个采样延迟采样并且单个延迟单元458延迟加法器460的输出。加法器460从乘法器450接收将所接收的信号与对应于延迟了有用采样Nu的采样的轭相乘的结果(该结果然后馈至加法器460)。加法器460、延迟块456和458一起实现Ng阶移动平均过滤器，其效果是在Ng采样上累计互相关器的连续输出。因此，在点434处，通过检测保护间隔周期来提供检测OFDM符号的有用部分的指示。输出436提供馈至FFT的经延迟的接收信号采样，从而在已经由第一输出434检测到保护间隔之后触发傅里叶变换。
图11d提供了实现频率同步器424的另一实例并且对应于通过利用签名序列匹配滤波器462的前导码符号的第一检测。然而，首先差分编码器块461用于改变所接收的信号，使得匹配滤波器输出的调制减少了存在于所接收的信号的任何频偏。差分编码器461应用于接收信号以及由频域签名序列生成器504的输出的逆傅里叶变换506生成的时域签名序列两者。要在稍后的图15a中描述的签名序列匹配滤波器462是其分接头设置为时域签名序列的系数的有限脉冲响应滤波器。
因此，图11d中示出的电路形成频率同步器424的实例，其中，签名序列生成器504重新生成签名序列，逆傅里叶变换506将签名序列变换到时域中，并且差分编码器461将所接收的信号的连续采样进行差分比较，以便减少无线电信号中的频偏的调制影响，并且相应地差分比较签名序列的时域版本的连续采样。如已经说明的，匹配滤波器462具有对应于区别编码签名序列的脉冲响应并且从差分编码器461接收所接收的信号，并且区别过滤编码的接收信号以在输出处生成粗频偏的估计。
图11d中的输出信道463(其与图11b中的输出信道434对应)产生馈至阈值块440的信号以生成针对FFT438的触发；图11b中的输出信道436与图11d中的输出信道464对应。该信道将前导码OFDM符号采样传达至FFT块438，在适当时候由阈值块440通过信道442触发FFT块。图11e提供了差分编码块461的实例。所接收的采样r(n)进入单位延迟元件465以及共轭块466。延迟元件465延迟每个采样达一个取样周期，共轭元件466在输出处将各个输入采样转换为其共轭，其效果是将输入[ri(n)+jrq(n)]转换为[ri(n)-jrq(n)]。然后由加法器467将共轭采样从延迟元件465的输出中减去。对于输入信号[ri(n)+jrq(n)]和输出[yi(n)+yrq(n)]n＝0，1，2...，差分编码器461用以实现以下等式：
[yi(n)+jyq(n)]＝[ri(n-1)-ri(n)]+j[rq(n-1)+rq(n)]
因此，在由前导码检测解码单元430执行前导码检测和解码之前，由图11a和图11b和图11c或图11d和图11e中示出的布置结构来估计和校正所接收的信号中的频偏。
接收器中的前导码检测和解码
如以上针对图11a中示出的接收器的实例所说明的，前导码检测器和解码器430被配置为检测前导码符号并且从前导码符号中恢复信令数据。为此，前导码检测器和解码器430通过检测签名序列检测前导码，然后在从前导码恢复信令数据之前去除签名序列。在图12、图13和图14中示出了前导码检测器和解码器430的示例性实施方式。
本技术的实施方式可以提供检测签名序列并且在频域中或者时域中去除签名序列的接收器。图12提供了其中在频域中去除签名序列的第一实例。参照图11a中示出的示例性接收器，所接收的基带信号从接收信道428馈至匹配滤波器502和解调器550。匹配滤波器502在签名序列生成器504重新生成签名序列的副本之后接收时域中的签名序列，其中，该签名序列生成器504与发送器中的签名序列生成器212相同。匹配滤波器502被配置为具有与时域签名序列匹配的脉冲响应。因而，匹配滤波器将时域签名序列与从接收信道428馈入的接收信号相关，并且当相关处理的输出超过预定阀值时，相关输出效果可用于检测前导码OFDM符号的存在。此外，作为在前导码OFDM符号中存在签名序列的结果，接收信号通过其传递的信道的脉冲响应也可以由信道脉冲响应估计器508从匹配滤波器的相关输出中进行估计。因此，接收器可包括使用签名序列而不依靠传统的离散导频来估计信道脉冲响应的布置结构。
已经检测到签名序列的存在并且估计了信道脉冲响应，可以在解调器550内将信道脉冲响应的影响从所接收的信号中去除。因此，快速傅里叶变换518将信道脉冲响应估计变换为频域信道传递函数并且将信道传递函数馈至解调器550内的均衡器516。
在图12中示出的接收器中，解调器550被布置为利用误差校正码恢复以基带形式编码的信令数据。因此，解调器550从信令(前导码)OFDM符号中恢复信令数据，然后该数据在被解扰单元522解扰之前由前向纠错解码器520进行解码，其中，解扰单元522对应于图6中示出的加扰单元200但执行加扰的反向操作。
解调器550包括保护间隔去除器512和FFT单元514，其中，保护间隔去除器从信令OFDM符号中去除保护间隔，FFT单元将时域采样转换到频域中。均衡器516去除已经转换到频域中以形成如上已经说明的FFT单元518的信道传递函数的信道脉冲响应的影响。在频域中，均衡器516将各个携带信令数据的OFDM子载波除以其相应的信道传递系数，以便尽量从调制符号中去除传输信道的影响。
签名序列去除器由加法器单元519形成，加法器单元接收由签名序列生成器504生成的频域中的签名序列被如上述的定标单元521以定标因子G定标之后的签名序列。因此，签名序列去除器519在第一输入处接收均衡的前导码OFDM符号并且在第二输入上接收经定标的频域中的签名序列，并且从另一个中减去一个以在输出处形成由前导码OFDM符号的承载数据的子载波所携带的调制符号的估计。
然后有解调器和FEC解码器520解调并且误差校正解码表示误差校正编码的前导码信令数据的调制符号，以便在输出处形成L1信令数据的加扰位，其然后由解扰单元522解扰以作为输出524形成L1信令数据位。
在图13和图14中示出了在时域中运行以去除签名序列的前导码检测器和解码器430的又一实例。图13提供了对应于图12中示出的实例的前导码检测器和解码器430的实例，因此将仅说明关于图13中示出的实例运行的区别。在图13中，如与图12中的实例相同，基带接收信号馈至签名序列匹配滤波器502并且馈至解调器550。如与图12中示出的实例相同，签名序列匹配滤波器将所接收的信号与匹配至时域签名序列的脉冲响应互相关。通过使用签名序列生成器504在频域中再生签名序列并且使用逆傅里叶变换处理器506将签名序列变换到时域中，以时域的形式接收签名序列。如与图12中示出的实例相同，信道脉冲响应估计器508从签名序列匹配滤波器502的输出中检测信道脉冲响应并且使用FFT单元518将其形成为频域信道传递函数，以将频域信道估计馈至解调器550内的均衡器516。
到目前为止，图13中示出的实例的运行对应于图12中示出的实例。如图13所示，解调器550包括处于保护去除器512之前的签名序列去除器559。从逆傅里叶变换单元560馈入的时域签名序列由定标单元521以预定因子G进行定标。定标的时域签名序列然后馈至签名序列去除器559，其从所接收的基带信号中去除时域中的签名序列。此后，保护去除器512、FFT单元514和均衡器516以对应于图12中示出的元件的方式运行。
图14中更详细地示出了图13中示出的签名序列去除器559。在图14中，签名序列去除器559包括保护间隔插入器561、组合器单元560和FIR滤波器562。在组合器单元560的一个输入处接收在输入信道428上接收的时域基带信号。第二输入564接收定标时域版本的签名序列，该签名序列馈至预悬置循环前缀至签名序列的保护间隔插入器561，其与发送器处的保护间隔插入器56142的方式基本相同。保护间隔插入器的输出馈入FIR滤波器562，该FIR滤波器562在第二输入566上接收信道脉冲响应提取块508.502生成的信道脉冲响应的估计。因此，FIR滤波器562在时域中将信道脉冲响应估计与签名序列卷积，然后其被组合器560从所接收的基带信号中减去以从所接收的信号中去除签名序列的影响。图15b示出了该签名序列去除的更详细的示例性实施方式以及如何配置FIR滤波器562。
如应理解的，解调器和FEC解码器520以及加扰器522的运行执行参考图12说明的相同的功能。
匹配滤波器
如以上所指出的，匹配滤波器502生成表示所接收的信号与签名序列相关的输出信号。图15a中示出了表示签名序列匹配滤波器502的实例的框图。图15a示出了连接至定标单元602的Ns延迟元件600的序列，该定标单元通过签名序列P(n)但共轭的相应分量对延迟存储单元600中存储的数据的每一个采样进行定标。然后，来自每一个定标单元602的输出馈至加法单元604，该加法单元在输出606处形成表示所接收的信号采样r(n)与签名序列相关的输出信号。匹配滤波器实现等式：
对于i＝-Ns+1,-Ns+2...,0,1,2,..Ns-1
当滤波器分接头P(i)具有形式(±1±j1)时，各个分接头处的乘法器可以通过针对每一个同相分量和正交分量增加以及减去电路来简单地完成。当签名序列是CAZAC序列时，P(i)的正交分量不是双极性。作为代替，定标单元602可以使用各个正交分量的符号以便具有形式(±1±j1)。
图16a和图16b提供了针对多径环境的匹配滤波器的相关输出的实例。在这种情况下，仅为了说明性的目的，信道由三个路径组成并且前导码是具有GIF为1/4的4K符号。可以看出，当所接收的信号的签名序列与接收器处的签名序列一致时，存在清楚的相关峰。图16b中示出的实例示出了匹配滤波器的输出，但是具有示出了从图16a中示出的相关峰扩展的分辨率的增加的更扩展的x轴。至于这个信道，存在制成以下表格的三个路径：
表3：示例性信道的多径分布图
信道脉冲响应提取器
如从图16b中可以看出，两个主要脉冲的振幅和它们的相对延迟与特定信号通过其传播的多径信道分布图的特性一致。为了检测实际的信道路径，能量检测的阈值被设置为在最大振幅输出采样的窗±Ns内输出的匹配滤波器的均方根(RMS)级的适当倍数。根据该系统工作所处的最低信噪比，试验性地选择RMS的精确倍数。匹配滤波器输出高于阈值的的任何采样被当作是信道路径，然后在通道脉冲估计器508中将所有其他采样被设置为零。最后，信道脉冲响应(CIR)通过以最大振幅采样划分所有它的采样而被归一化。以此方式，可以估计所接收的信号通过其传递的信道中的每一个脉冲的相对振幅和延迟。
签名序列去除器
已经形成了信道脉冲响应的估计，可通过将所接收的信号r(i)传播通过签名序列去除器559，来生成签名序列在所接收的信号中所贡献的分量对应的所接收信号的分量，其中，该签名序列去除器被配置有滤波器分接头hn以反映信道脉冲响应的延迟和振幅分布图。这可以通过对前导码符号的长度Ns＝Nu+Ng的签名序列进行合适的定标、偏移和增加来实现。图15b中示出了滤波器的实例。
如图15b所示，签名序列去除器559包括由延迟线构成的有限脉冲响应(FIR)滤波器562，延迟线由Ns-1延迟元件652.1、652.2至652.Ns-1组成。这些延迟元件的输出连接至相应的增益项651.1、651.2至651.Ns-1，每个增益级将它们的输出馈至加法器653。滤波器的输入654连接至延迟元件652.1的输入和增益项651.0的输入两者。FIR滤波器650的输出656连接至加法器560的输入，加法器的另一输入657接收所接收的前导码信号采样r(i)。在运行期间，FIR滤波器的增益级被设置为由信道脉冲响应估计器506得出的信道脉冲响应的采样的负值。FIR650在输出656处通过信道脉冲响应估计生成表示签名序列的卷积的信号，其有效地提供信道对于置于信令OFDM符号上的签名序列的影响的估计。加法器560然后从输入657所接收的信号中减去FIR656的输出信号以从所接收的信号中去除签名序列的影响以形成输出660。因此，利用与自(匹配滤波器输出的)第一明显脉冲出现的点匹配的延迟，(通过由信道脉冲响应描述的信道的签名序列的)结果由签名序列去除器510从所接收的信号中减去。由于匹配滤波器502可以重新运行减去的结果所以可以迭代该处理，通过信道脉冲响应估计器508重新估计的信道脉冲响应及其对签名序列的影响通过签名序列去除器559被再次提取。因此，可以从所接收的信号中估计并减去签名序列对所接收的信号的影响的更精确的估计。可以求和并归一化来自所有迭代中的信道脉冲响应，以提供信道脉冲响应的改进的估计，信道传递函数(CTF)从该信道脉冲响应中得出前导码符号均衡。
频偏估计
图17提供了用于检测所接收的信令OFDM符号中的粗频偏的前导码导频匹配滤波器444的更详细的示意性框图，该滤波器可形成图11a的频率同步器424的一部分。如以上说明的，引入信令OFDM符号中的导频的数量小于为了估计该信道所需要的数量。因此，导频符号的数量被设置为估计粗频偏。图17中示出的框图提供了粗频去除器513的示例性表示并且示出具有三个版本的所接收的前导码信号701。
如图17所示，延迟元件序列700用于馈入信号的离散采样，其然后由乘法器乘以已知的导频信号值P(n)，并且由求和单元704进行求和以形成相关输出706。脉冲检测器或者峰值检测器708与如图11b示为446的项相同，其然后在峰值的信道710上生成表示接收器处所接收的信号的相对偏移与导频信号的陪伴之间存在一致时的峰的输出信号。各个接收信号701的阴影圆圈示出了代表前导码导频的子载波单元，非阴影单元表示非导频子载波单元。所有子载波单元从右至左偏移到横向滤波器中。参数MaxOff是设计参数，其代表以设计者可期望的子载波间隔Ω为单位的频偏的最大值。脉冲检测器的输出仅在偏移(0.5(Na+Nu)-MaxOff)和(0.5(Na+Nu)+MaxOff)之间有效，其中，Na是用于前导码OFDM符号中的子载波的数量(在总数为Nu的范围外)。如果从–MaxOff至+MaxOff编号该偏移，则脉冲检测器输出将对于对应于所观察的频偏的偏移而变高。
一旦检测到Ω，通过将子载波偏移-Ω(即，在频偏的反方向)去除该粗频。也可以与从利用由图11a中的振荡器426生成的适当相位的正弦曲线进行调制的前导码检测匹配滤波器或者保护间隔相关432估计的精频偏相同，先于FFT去除粗频。这两个频偏可用于为帧中的其余的OFDM符号开始载波校正循环。
图18示出了在MaxOff被设置为350的情况下，用于Ω＝-88的频偏的脉冲检测器的输入的示例性曲线中的频偏的导频相关结果。脉冲检测器可使用阈值将该输入钳位为真实脉冲的存在或不存在的检测器。
前导码符号均衡
在从所接收的采样中去除签名序列并且已经调整了粗频偏之后，OFDM均衡能够以所接收的序列的FFT开始。FFT窗从FFT单元514中的对应于信道脉冲响应估计中的第一脉冲的相对延迟的触发位置开始。如果信道脉冲响应估计持续时间长于前导码GID，则改变触发位置以保证其在Ng(Ng是前导码符号的保护间隔中的时域采样的数量)长窗开始时开始，其中，信道脉冲响应估计的能量最大值在该长窗下降低。Nu点FFT在频域中以信道重叠的影响产生前导码OFDM符号。如以上参考图11a、图11b、图11c所说明的，在均衡和解码之前，必须计算并且由频偏去除器去除任何频偏。该估计使用与已知的前导码导频的相关来确定全符号在频率中被偏移了距右边或者左边有多远。前导码OFDM符号的均衡需要信道传递函数(CTF)。这通过由FFT单元518对信道脉冲响应估计执行Nu点FFT得出。这为前导码OFDM符号中的所有子载波提供了信道传递函数，允许发生逐子载波一个分接头均衡。最后，提取并解映射、前向纠错(FEC)解码经均衡的数据子载波(丢弃导频子载波)，以提供信令。
选定结果
图19提供了在将签名序列添加至信令OFDM符号以及签名序列未添加至信令OFDM符号的情况下，对于不同码率而言，比特误码率对于信噪比的图表。因此，示出了两个码率，二分之一码率和四分之一码率，各个码率包括存在签名序列和没有签名序列的实例。如可以看出的，四分之一码率的结果表示即使以低于-2dB的信噪比也可以检测信令OFDM符号。
图20a和图20b中示出的另外两组结果提供了比特误码率对信噪比的图表，其中，对于图20a中示出的结果存在具有理想信道估计的0dB的回波信道，并且在图20b中，多径环境具有如图20c中示出的两个路径。因此，与图20a中示出的效果相反，图20b存在从实信道估计得出的性能的相对劣化。然而，如可以看出的，结果是相当的。
通过签名序列的选择进行消息
本技术的实施方式也可以提供以下布置结构，其中，签名序列的选择本质上是表示诸如在层一信令数据或者有效载荷内有无警报消息的信息的信令消息。图21a中示出了根据本技术用于产生包括信令消息的前导码符号的发送器的实例。
图21a示出了图6中呈现的发送器，具有进一步的适配以使传输的前导码适应为传达附加的信令消息。因为图21a的发送器是基于上述并且在图6中示出的发送器，因此将仅描述差别，并且与图6的发送器相同的部件具有相同的参考编号。
如图21a所示，签名序列生成器208构成信令序列处理器800的一部分，该信令序列处理器包括连同签名序列生成器208a的序列数控制器804。到签名序列生成器208的输入802接收来自序列数控制器804的输出。序列数控制器输入806代表发送器想要传达给网络内的接收器的消息。签名序列生成器208被配置为能够生成N+1个可能序列中的一个。签名序列生成器208的输入802上的给定数0≤i≤N使签名序列生成器208输出其基数是其签名序列组之中的i的序列。来自生成器208的签名序列的一个或者另一个的输出将预定消息传达给网络中接收信号的所有接收器。在一个实例中，该消息表示预警信号(EWS)。在这个实例中，N＝1。例如，当存在需要将预警信号(EWS)传达给所有接收器时，到签名序列处理器800的输入806携带1。因此，序列数控制器804将‘1’输出至签名序列生成器208的输入802上，其效果是使签名序列生成器208生成签名序列号1并且将其输出至增益块210。当没有EWS要被传达时，到签名序列处理器800的输入806携带‘0’。因此，序列数控制器804将‘0’输出至签名序列生成器208的输入802上，其效果是使签名序列生成器208生成签名序列数零并且将其输出至增益块210。在这个实例中，网络内的检测到签名序列‘1’的所有接收器确定其表示关于EWS的进一步信息被携带作为层一信令数据以及帧的有效载荷中的其他部分的一部分。接收器然后可以进一步进行解码和译码该紧急信息。另一方面，检测到签名序列号零的接收器将确定没有当前即将发生的紧情情况，因此继续解码并显示帧的有效载荷中的视听信息。
在另一实例中，由签名序列生成器208生成的签名序列是预定序列组中的一个，其代表与签名序列生成器208生成的签名序列一样多的消息。为了传递这些消息中的每一个，输入806的消息数被布置为所需要的签名序列数，签名序列生成器208使用该数以从其预定的签名序列组中选择一个签名序列。因此，签名序列的选择表示对应预定消息组中不同的一个，由此传达可能是特定警报消息(诸如，海啸警报)的信息或者可能是用于不同目的的消息。每个消息可以提供不同的信息。例如，在N＝4的消息系统中，消息1可以是可能的紧急情况的早期警报，诸如，飓风或者海啸来临，消息2可以是在由消息0表示的正常状态之前的警报信号解除的指示，其不需要特殊动作。例如，预警信号可以触发接收器显示消息或者音响报警指示装置的用户撤离建筑物。因此，接收器可以检测消息1并且为用户生成可听的或者可见的输出以提供警告。类似地，消息3和消息4的消息可提供类似的广播信息，诸如，公共安全通告、无线电通信通告或者洪水。如应理解的，序列的选择从而表示一个选定的消息，并且因此传达信息。
返回图21a并且假定系统具有N＝1，这表示系统仅具有一个消息，例如仅具有‘正常运行’和‘灾难迫近’的一个消息，图21b中示出的表格示出了用于生成所需要的两个签名序列的示例性参数。为了生成每个序列，序列生成器208将使用在CAZAC序列生成器等式中示出的对应的参数组{u,Na}。
图22提供了当与信令序列处理器800组合运行时保护插入单元216的运行的概念表示。如图22所示，例如，被馈至定标单元206的输入的8K模式的OFDM符号由包括保护间隔采样852和OFDM符号850的有用部分的采样形成。在序列数控制器804的控制下选择第一签名序列854或者第二签名序列856。从用于消息序列和签名序列854、856的实例中示出了保护间隔从OFDM符号的有用部分的映射。
图23中提供了根据本技术已经适配的接收器，该接收器检测并解码由图21和图22中示出的发送器传输的消息序列所提供的消息。图23对应于图12中示出的针对频域签名序列去除的实例的接收器。然而，如应理解的，相应的适配可以对如图13和图14所示的去除时域中的签名序列的接收器而做出。
如图23所示，接收器包括消息检测器858。在图24中更详细地示出了消息检测器858。如图24所示，在频偏已经由如图11a所示的接收器去除之后，所接收的信号被馈至消息检测器858。因此，消息检测器858包括其中存在两个匹配滤波器864、866的第一分支860和第二分支862。第一匹配滤波器864对应于图12和图13中示出的匹配滤波器502并且具有与用于检测‘正常运行’中的前导码符号的签名序列‘0’匹配的脉冲响应。第二匹配滤波器866匹配至签名序列‘1’，该序列可被传输以提供例如早期警报消息。来自第一匹配滤波器864和第二匹配滤波器866的输出被馈至比较器868的第一输入和第二输入，比较器输出关于两个签名序列中的哪个更好地匹配所接收的信号的指示。根据较好匹配的程度是否超过给定阈值，选择器870然后发起输入数据的进一步处理以在单元872中提取更多有关紧急情况的信息或者在874中终止。如果前导码符号携带表明‘正常运行’的签名序列‘0’，则不需要进一步处理信号用于紧急提取目的。然而，如果检测到EWS序列，则通常由处理器872完成进一步的紧急处理。
根据本技术，应当理解的是，因为签名序列被设计成首先利用帧中的前导码OFDM序列的检测以低于有效载荷数据的信噪比进行检测，通过上述方法的早期警报信令可以提供比有效载荷数据可更广泛检测的早期警报。此外，因为可独立于有效载荷数据检测EWS消息，接收器可被配置为即使在待机状态或者断电状态下通过将少量电力仅提供给被配置为检测EWS消息的(上述)接收器的部件来检测EWS消息。
对于其中可传达多于一个(N>1)可能消息的实例，消息序列匹配滤波器864可适配为如图25所示，以包括一组匹配滤波器864.1、864.2、864.3等。对于图25中示出的实例，为对应于消息0(‘正常运行’)、MESSAGE1、MESSAGE2、MESSAGE3、MESSAGE4至MESSAGEN的每一个可能的N+1签名序列提供匹配滤波器864.1、864.2、864.3，尽管应当理解的是，这是功能描述并且软件布置结构中可设置适配为具有针对每一个可能的签名序列的不同的脉冲响应的匹配滤波器。信息处理器872经由比较器868和选择器870接收从相应的匹配滤波器864.1、864.2、864.3的输出，然后根据哪个匹配滤波器产生相对最高输出从所接收的信号中提取适当消息。然而，输出与阈值进行比较以确定该消息被传输，避免由于存在噪音而导致的假警报。因此，可通过识别签名序列组的可能序列中的一个来检测该消息。因此，通过从可能的序列组中识别消息序列来识别通过该消息传达的信息。在一个实例中，消息序列表示第二信令数据，第二信令数据可表示层一信令数据，因此可馈至前导码检测器和解码器430用于检测和恢复有效载荷数据。
根据一个示例性实施方式，信令数据可用于识别星座类型，该星座用于在信令OFDM符号中携带层一信令。因此，通过消息序列携带的第二信令数据可表示调制方案，例如，可通过消息序列的不同的可能序列表示的BPSK、QPSK、16QAM或者64QAM。因此，调制方案表示已经调制到信令OFDM符号上的数据的方式。因此，已经检测到所接收的信号内的同步序列以识别信令帧，信息处理器872用于检测消息序列，因此，从例如每一个表示不同的调制方案的四个可能的序列所检测到的消息序列提供将数据调制在信令OFDM符号上的调制方案。因此，信息处理器872将输出信号馈至前导码检测器和解码器430，该前导码检测器和解码器被布置为从信令OFDM符号的子载波中解调数据，从而恢复可表示前导码OFDM符号的层一数据的信令数据。
对于其中消息序列用于提供诸如用于公共安全广播的早期警报消息的用户级信息的实例，那么接收器可被布置为即使在断电状态或者待机状态下也将电力提供给前导码检测器和解码器430，使得前导码检测器和解码器430可被布置为基本上连续监测信令消息。在一些实例中，如果接收器未连接至电力供应，则电池可用于提供电力。在一些实例中，当接收器不处于通电状态时也可能需要为匹配滤波器502提供电力，使得可以检测消息序列，尽管在其他实例中前导码检测器和解码器430可被配置为提供检测消息序列的所有必需功能，因此可能是唯一需要基本上连续供电。
以下编号的各项提供了本技术的进一步示例性方面和特征：
1.一种使用正交频分复用(OFDM)符号传输有效载荷数据的发送器，所述发送器包括：
帧构建器，被配置为接收待传输的所述有效载荷数据并且接收用于在接收器中检测和恢复所述有效载荷数据的第一信令数据，并且将所述有效载荷数据与所述第一信令数据形成为帧用于传输，
调制器，被配置为以所述第一信令数据调制第一OFDM符号并且以所述有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号，
签名序列处理器，用于提供签名序列，
组合器，用于将所述签名序列与所述第一OFDM符号组合，以及
传输单元，用于传输所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号，其中，由所述签名序列处理器提供的所述签名序列选自一组签名序列中的一个，由所述组合器将所述签名序列与所述第一OFDM符号组合，使得接收器能够从所述第一OFDM符号中检测并恢复所述第一信令数据，并且所述组的所述签名序列将消息信息提供给所述接收器。
2.根据项1所述的发送器，其中，所述签名序列处理器包括签名序列生成器和序列控制器，其中，所述签名序列生成器用于从所述一组签名序列中生成所选择的签名序列，并且所述序列控制器用于选择要生成的所述签名序列，其中，选择第一所述签名序列使得能够在一个或多个所述第二OFDM符号之前检测所述第一OFDM符号并恢复所述第一信令数据，并且所述组的一个或多个其他签名序列被选定为表示不同的消息。
3.根据项1或2所述的发送器，其中，所述第一OFDM符号为具有不同于第二类型的一个或多个所述第二OFDM符号的子载波数量的第一类型。
4.根据项2或3所述的发送器，其中，所述签名序列处理器被配置为提供第一同步序列以供接收器用于检测一个或多个所述第二OFDM符号之前的所述第一OFDM符号，或者所述签名序列处理器被配置为提供来自所述组中的所述其他签名序列中的一个用于检测所述第一OFDM符号并且将消息指示给所述接收器作为多个签名序列中的一个，各个序列表示不同的消息。
5.根据项4所述的发送器，其中，所述第一同步序列和各个所述其他消息序列中的每一个均包括一组复系数，通过在时域中以所述第一OFDM符号的对应采样添加每一个所述复系数将所述复系数与所述第一OFDM符号组合。
6.根据项1至5中任一项所述的发送器，其中，一组复系数是基于使用至少第一伪随机二元序列生成器和至少第二伪随机二元序列生成器产生的序列，其中，所述第一伪随机二元序列生成器被配置为生成所述复系数的实部，并且所述第二伪随机二元序列生成器单独被配置为生成所述复系数的虚部。
7.根据项6所述的发送器，其中，各个伪随机二元序列生成器由M序列或者Gold码序列生成器形成。
8.根据项5所述的发送器，其中，使用恒包络零自相关序列生成器生成所述签名序列的一组复系数。
9.根据项1至8中任一项所述的发送器，其中，所述信息包括诸如公共广播早期警报等的用户级信息。
10.一种使用正交频分复用(OFDM)符号传输有效载荷数据的方法，所述方法包括：
接收待传输的所述有效载荷数据，
接收用于在接收器中检测和恢复待传输的所述有效载荷数据的第一信令数据，
将所述有效载荷数据与所述第一信令数据形成为帧用于传输，
以所述第一信令数据调制第一OFDM符号，
以所述有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号，
提供签名序列，
将所述签名序列与所述第一OFDM符号组合，并且
传输所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号，其中，提供所述签名序列包括
从一组签名序列中的一个选择所述签名序列，所选择的签名序列与所述第一OFDM符号组合，使得接收器能够从所述第一OFDM符号中检测并恢复所述第一信令数据，并且选自所述组的所述签名序列代表提供给所述接收器的消息信息。
11.根据项10所述的方法，其中，提供所述签名序列包括从所述组中选择要生成的签名序列，并且
从所述一组签名序列中生成所选择的签名序列，其中，选择第一所述签名序列使得能够在一个或多个所述第二OFDM符号之前检测所述第一OFDM符号并恢复所述第一信令数据，并且所述组的一个或多个其他签名序列被选定为表示不同的消息信息。
12.根据项10或11所述的方法，其中，所述第一OFDM符号为具有不同于第二类型的一个或多个所述第二OFDM符号的子载波数量的第一类型。
13.根据项11至13中任一项所述的方法，其中，提供同步序列包括：
提供第一同步序列以供接收器用于检测一个或多个所述第二OFDM符号之前的所述第一OFDM符号，或者
提供来自所述组中的所述其他签名序列中的一个用于检测所述第一OFDM符号并且将消息指示给所述接收器作为多个签名序列中的一个，各个序列表示不同的消息。
14.根据项10至13中任一项所述的方法，其中，所述第一同步序列和各个所述消息序列包括一组复系数，通过在时域中以所述第一OFDM符号的对应采样添加每一个所述复系数将所述复系数与所述第一OFDM符号组合。
15.根据项10至14中任一项所述的方法，其中，一组复系数是基于使用至少第一伪随机二元序列生成器和至少第二伪随机二元序列生成器产生的序列，其中，所述第一伪随机二元序列生成器被配置为生成所述复系数的实部，并且所述第二伪随机二元序列生成器单独被配置为生成所述复系数的虚部。
16.根据项16所述的方法，其中，各个伪随机二元序列生成器由M序列或者Gold码序列生成器形成。
17.根据项15所述的方法，其中，使用恒包络零自相关序列生成器生成所述签名序列或者消息序列的所述一组复系数。
18.根据项10至17中任一项所述的方法，其中，所述信息包括诸如公共广播紧急警报等的用户级信息。
19.一种用于从接收信号中检测并恢复有效载荷数据的接收器，所述接收器包括：
检测器，用于检测所述接收信号，所述接收信号包括所述有效载荷数据连同用于检测并恢复所述有效载荷数据的第一信令数据，通过第一正交频分复用OFDM符号携带所述第一信令数据并且通过一个或多个第二OFDM符号携带所述有效载荷数据，并且所述第一OFDM符号组合了签名序列，
同步检测器，包括匹配滤波器，所述匹配滤波器具有与差分编码的所述签名序列匹配的脉冲响应，所述匹配滤波器具有的效果是所述匹配滤波器的输出生成代表所述差分编码的签名序列与差分编码的所述接收信号的相关的信号，以及
解调器，用于从所述第一OFDM符号中恢复所述第一信令数据，用于从所述第二OFDM符号中恢复所述有效载荷数据，其中，所述签名序列包括预定的同步序列组中的一个，所述预定的同步序列组中的一个包括第一同步序列和一个或多个第二消息序列，所述签名序列已经被选定并且与所述第一OFDM符号组合，所述第一同步序列提供给接收器以从所述第一OFDM符号中检测并恢复所述第一信令数据以及代表对于所述接收器的消息信息的一个或多个第二消息序列，并且所述接收器包括：
消息检测器，用于通过从第二消息序列组中识别所述第二消息序列来检测并恢复所述消息信息。
20.根据项19所述的接收器，其中，所述消息检测器包括第二匹配滤波器，所述第二匹配滤波器具有与差分编码的指定的消息序列匹配的脉冲响应，所述消息检测器被配置为从处理所述第二匹配滤波器的输出中检测所述第二消息序列的存在，从而解码所述消息信息。
21.根据项19或20所述的接收器，其中，所述第一OFDM符号为具有不同于第二类型的一个或多个所述第二OFDM符号的子载波数量的第一类型。
22.根据项19、20或21所述的接收器，其中，所述签名序列的所述第一同步序列和所述第二消息序列均包括一组复系数，并且通过在时域中以所述第一OFDM符号的对应的采样之一添加每一个所述复系数将所述签名序列与所述第一OFDM符号组合。
23.根据项19至22中任一项所述的接收器，其中，所述签名序列的一组复系数是基于使用至少第一伪随机二元序列生成器和至少第二伪随机二元序列生成器产生的序列，其中，所述第一伪随机二元序列生成器被配置为生成所述复系数的实部，并且所述第二伪随机二元序列生成器单独被配置为生成所述复系数的虚部。
24.根据项23所述的接收器，其中，各个伪随机二元序列生成器由M序列或者Gold码序列生成器形成。
25.根据项23所述的接收器，其中，使用恒包络零自相关序列生成器生成所述签名序列或者消息序列的一组复系数。
26.根据项19至25中任一项所述的接收器，包括电源和控制器，其中，当所述接收器处于电力未供应给所述接收器的一些或者所有剩余部件的断电或待机状态时，所述控制器被配置为与所述电源组合以将电力供应至所述信令解码器。
27.一种用于从接收信号中检测并恢复有效载荷数据的的方法，所述方法包括：
检测包括时分帧的所述接收信号，所述时分帧包括所述有效载荷数据连同用于检测并恢复所述有效载荷数据的第一信令数据，通过第一正交频分复用OFDM符号携带所述第一信令数据并且通过一个或多个第二OFDM符号携带所述有效载荷数据，并且所述第一OFDM符号组合了签名序列，
差分处理所述接收信号，
利用匹配滤波器过滤经差分处理的所述接收信号，所述匹配滤波器具有与经差分处理的所述签名序列匹配的脉冲响应，所述匹配滤波器具有的效果是所述匹配滤波器的输出生成代表经差分处理的所述签名序列与经差分处理的所述接收信号的相关的信号，
从所述匹配滤波器的输出信号中检测所述第一OFDM符号，并且
解调所述第一OFDM符号以从所述第一OFDM符号中恢复所述第一信令数据，用于从所述第二OFDM符号中恢复所述有效载荷数据，其中，所述签名序列包括预定的同步序列组中的一个，所述预定的同步序列组中的一个包括第一同步序列和一个或多个第二消息序列，所述签名序列已经被选定并且与所述第一OFDM符号组合，所述第一同步序列提供给接收器以从所述第一OFDM符号中检测并恢复所述第一信令数据以及代表对于所述接收器的消息信息的一个或多个第二消息序列，并且所述方法包括：
通过识别所述第二消息序列来检测并恢复所述消息信息。
28.根据项27所述的方法，所述方法包括：
使用附加的匹配滤波器检测所述消息信息，各个所述附加的匹配滤波器均具有与每个差分编码的第二消息序列组中的每一个匹配的脉冲响应，从而所述第二消息序列中的每一个与所接收的所述第一OFDM符号相关，并且
与预定的序列组中的序列相对应，从所述匹配滤波器中的每一个的最高相关输出中检测所述消息信息。
29.根据项27或28所述的方法，其中，所述第一OFDM符号为具有不同于第二类型的一个或多个所述第二OFDM符号的子载波数量的第一类型。
30.根据项27至29中任一项所述的方法，其中，所述签名序列的所述第一同步序列和所述第二消息序列均包括一组复系数，并且通过在时域中以所述第一OFDM符号的对应的采样之一添加每一个所述复系数将所述签名序列与所述第一OFDM符号组合。
31.根据项27至30中任一项所述的方法，其中，所述签名序列的所述第一同步序列和所述第二消息序列均包括一组复系数，并且通过在所述频域中添加具有所述第一OFDM符号的相应一个所述采样的每一个所述复系数将所述签名序列与所述第一OFDM符号组合。
32.根据项30或31所述的方法，其中，所述第一同步序列包括所述签名序列的所述一组复系数，所述一组复系数是使用至少第一伪随机二元序列生成器和至少第二伪随机二元序列生成器产生的，其中，所述第一伪随机二元序列生成器被配置为生成所述复系数的实部，并且所述第二伪随机二元序列生成器单独被配置为生成所述复系数的虚部。
33.根据项32所述的方法，其中，各个伪随机二元序列生成器由M序列或者Gold码序列生成器形成。
34.根据项32所述的方法，其中，使用恒包络零自相关序列生成器生成所述签名序列或者消息序列的一组复系数。
35.根据项27至34中任一项所述的方法，包括：
当所述接收器处于电力未供应给所述接收器的一些或者所有剩余部件的断电或待机状态时，将电力供应至所述信令解码器。
本公开内容的各种进一步方面和特征在所附权利要求中进行限定。本公开内容的进一步示例性方面和特征在所附权利要求中进行限定。除了所附依从关系的从属权利要求中阐述的具体组合之外，可以由从属权利要求中限定的特征和方法步骤构成特征的各种组合。因此，权利要求依从关系不应当作是限制性的。

Claims (38)

1.一种使用正交频分复用(OFDM)符号传输有效载荷数据的发送器，所述发送器包括：
帧构建器，被配置为接收待传输的所述有效载荷数据并且接收用于在接收器中检测和恢复所述有效载荷数据的第一信令数据，并且将所述有效载荷数据与所述第一信令数据形成为帧用于传输，
调制器，被配置为以所述第一信令数据调制第一OFDM符号并且以所述有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号，
签名序列处理器，用于提供签名序列，
组合器，用于将所述签名序列与所述第一OFDM符号组合，以及
传输单元，用于传输所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号，其中，由所述签名序列处理器提供的所述签名序列选自一组签名序列中的一个，由所述组合器将所述签名序列与所述第一OFDM符号组合，使得接收器能够从所述第一OFDM符号中检测并恢复所述第一信令数据，并且所述组的所述签名序列将消息信息提供给所述接收器。
2.根据权利要求1所述的发送器，其中，所述签名序列处理器包括签名序列生成器和序列控制器，其中，所述签名序列生成器用于从所述一组签名序列中生成所选择的签名序列，并且所述序列控制器用于选择要生成的所述签名序列，其中，选择第一所述签名序列使得能够在一个或多个所述第二OFDM符号之前检测所述第一OFDM符号并恢复所述第一信令数据，并且所述组的一个或多个其他签名序列被选定为表示不同的消息。
3.根据权利要求1所述的发送器，其中，所述第一OFDM符号为具有不同于第二类型的一个或多个所述第二OFDM符号的子载波数量的第一类型。
4.根据权利要求2所述的发送器，其中，所述签名序列处理器被配置为提供第一同步序列以供接收器用于检测一个或多个所述第二OFDM符号之前的所述第一OFDM符号，或者所述签名序列处理器被配置为提供来自所述组中的所述其他签名序列中的一个用于检测所述第一OFDM符号并且将消息指示给所述接收器作为多个签名序列中的一个，各个序列表示不同的消息。
5.根据权利要求4所述的发送器，其中，所述第一同步序列和各个所述其他消息序列中的每一个均包括一组复系数，通过在时域中以所述第一OFDM符号的对应采样添加每一个所述复系数将所述复系数与所述第一OFDM符号组合。
6.根据权利要求1所述的发送器，其中，一组复系数是基于使用至少第一伪随机二元序列生成器和至少第二伪随机二元序列生成器产生的序列，其中，所述第一伪随机二元序列生成器被配置为生成所述复系数的实部，并且所述第二伪随机二元序列生成器单独被配置为生成所述复系数的虚部。
7.根据权利要求6所述的发送器，其中，各个伪随机二元序列生成器由M序列或者Gold码序列生成器形成。
8.根据权利要求5所述的发送器，其中，使用恒包络零自相关序列生成器生成所述签名序列的一组复系数。
9.根据权利要求1所述的发送器，其中，所述信息包括诸如公共广播早期警报等的用户级信息。
10.一种使用正交频分复用(OFDM)符号传输有效载荷数据的方法，所述方法包括：
接收待传输的所述有效载荷数据，
接收用于在接收器中检测和恢复待传输的所述有效载荷数据的第一信令数据，
将所述有效载荷数据与所述第一信令数据形成为帧用于传输，
以所述第一信令数据调制第一OFDM符号，
以所述有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号，
提供签名序列，
将所述签名序列与所述第一OFDM符号组合，并且
传输所述第一OFDM符号和所述第二OFDM符号，其中，提供所述签名序列包括
从一组签名序列中的一个选择所述签名序列，所选择的签名序列与所述第一OFDM符号组合，使得接收器能够从所述第一OFDM符号中检测并恢复所述第一信令数据，并且选自所述组的所述签名序列代表提供给所述接收器的消息信息。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，提供所述签名序列包括从所述组中选择要生成的签名序列，并且
从所述一组签名序列中生成所选择的签名序列，其中，选择第一所述签名序列使得能够在一个或多个所述第二OFDM符号之前检测所述第一OFDM符号并恢复所述第一信令数据，并且所述组的一个或多个其他签名序列被选定为表示不同的消息信息。
12.根据权利要求10所述的方法，其中，所述第一OFDM符号为具有不同于第二类型的一个或多个所述第二OFDM符号的子载波数量的第一类型。
13.根据权利要求11所述的方法，其中，提供同步序列包括：
提供第一同步序列以供接收器用于检测一个或多个所述第二OFDM符号之前的所述第一OFDM符号，或者
提供来自所述组中的所述其他签名序列中的一个用于检测所述第一OFDM符号并且将消息指示给所述接收器作为多个签名序列中的一个，各个序列表示不同的消息。
14.根据权利要求10所述的方法，其中，所述第一同步序列和各个所述消息序列包括一组复系数，通过在时域中以所述第一OFDM符号的对应采样添加每一个所述复系数将所述复系数与所述第一OFDM符号组合。
15.根据权利要求10所述的方法，其中，一组复系数是基于使用至少第一伪随机二元序列生成器和至少第二伪随机二元序列生成器产生的序列，其中，所述第一伪随机二元序列生成器被配置为生成所述复系数的实部，并且所述第二伪随机二元序列生成器单独被配置为生成所述复系数的虚部。
16.根据权利要求15所述的方法，其中，各个伪随机二元序列生成器由M序列或者Gold码序列生成器形成。
17.根据权利要求15所述的方法，其中，使用恒包络零自相关序列生成器生成所述签名序列或者消息序列的所述一组复系数。
18.根据权利要求10所述的方法，其中，所述信息包括诸如公共广播紧急警报等的用户级信息。
19.一种用于从接收信号中检测并恢复有效载荷数据的接收器，所述接收器包括：
检测器，用于检测所述接收信号，所述接收信号包括所述有效载荷数据连同用于检测并恢复所述有效载荷数据的第一信令数据，通过第一正交频分复用OFDM符号携带所述第一信令数据并且通过一个或多个第二OFDM符号携带所述有效载荷数据，并且第一OFDM符号组合了签名序列，
同步检测器，包括匹配滤波器，所述匹配滤波器具有与差分编码的所述签名序列匹配的脉冲响应，所述匹配滤波器具有的效果是所述匹配滤波器的输出生成代表所述差分编码的签名序列与差分编码的所述接收信号的相关的信号，以及
解调器，用于从所述第一OFDM符号中恢复所述第一信令数据，用于从所述第二OFDM符号中恢复所述有效载荷数据，其中，所述签名序列包括预定的同步序列组中的一个，所述预定的同步序列组中的一个包括第一同步序列和一个或多个第二消息序列，所述签名序列已经被选定并且与所述第一OFDM符号组合，所述第一同步序列提供给接收器以从所述第一OFDM符号中检测并恢复所述第一信令数据以及代表对于所述接收器的消息信息的一个或多个第二消息序列，并且所述接收器包括：
消息检测器，用于通过从第二消息序列组中识别所述第二消息序列来检测并恢复所述消息信息。
20.根据权利要求19所述的接收器，其中，所述消息检测器包括第二匹配滤波器，所述第二匹配滤波器具有与差分编码的指定的消息序列匹配的脉冲响应，所述消息检测器被配置为从处理所述第二匹配滤波器的输出中检测所述第二消息序列的存在，从而解码所述消息信息。
21.根据权利要求19所述的接收器，其中，所述第一OFDM符号为具有不同于第二类型的一个或多个所述第二OFDM符号的子载波数量的第一类型。
22.根据权利要求19所述的接收器，其中，所述签名序列的所述第一同步序列和所述第二消息序列均包括一组复系数，并且通过在时域中以所述第一OFDM符号的对应的采样之一添加每一个所述复系数将所述签名序列与所述第一OFDM符号组合。
23.根据权利要求19所述的接收器，其中，所述签名序列的一组复系数是基于使用至少第一伪随机二元序列生成器和至少第二伪随机二元序列生成器产生的序列，其中，所述第一伪随机二元序列生成器被配置为生成所述复系数的实部，并且所述第二伪随机二元序列生成器单独被配置为生成所述复系数的虚部。
24.根据权利要求23所述的接收器，其中，各个伪随机二元序列生成器由M序列或者Gold码序列生成器形成。
25.根据权利要求23所述的接收器，其中，使用恒包络零自相关序列生成器生成所述签名序列或者消息序列的一组复系数。
26.根据权利要求19所述的接收器，包括电源和控制器，其中，当所述接收器处于电力未供应给所述接收器的一些或者所有剩余部件的断电或待机状态时，所述控制器被配置为与所述电源组合以将电力供应至所述信令解码器。
27.一种用于从接收信号中检测并恢复有效载荷数据的的方法，所述方法包括：
检测包括时分帧的所述接收信号，所述时分帧包括所述有效载荷数据连同用于检测并恢复所述有效载荷数据的第一信令数据，通过第一正交频分复用OFDM符号携带所述第一信令数据并且通过一个或多个第二OFDM符号携带所述有效载荷数据，并且第一OFDM符号组合了签名序列，
差分处理所述接收信号，
利用匹配滤波器过滤经差分处理的所述接收信号，所述匹配滤波器具有与经差分处理的所述签名序列匹配的脉冲响应，所述匹配滤波器具有的效果是所述匹配滤波器的输出生成代表经差分处理的所述签名序列与经差分处理的所述接收信号的相关的信号，
从所述匹配滤波器的输出信号中检测所述第一OFDM符号，并且
解调所述第一OFDM符号以从所述第一OFDM符号中恢复所述第一信令数据，用于从所述第二OFDM符号中恢复所述有效载荷数据，其中，所述签名序列包括预定的同步序列组中的一个，所述预定的同步序列组中的一个包括第一同步序列和一个或多个第二消息序列，所述签名序列已经被选定并且与所述第一OFDM符号组合，所述第一同步序列提供给接收器以从所述第一OFDM符号中检测并恢复所述第一信令数据以及代表对于所述接收器的消息信息的一个或多个第二消息序列，并且所述方法包括：
通过识别所述第二消息序列来检测并恢复所述消息信息。
28.根据权利要求27所述的方法，所述方法包括：
使用附加的匹配滤波器检测所述消息信息，各个所述附加的匹配滤波器均具有与每个差分编码的第二消息序列组中的每一个匹配的脉冲响应，从而所述第二消息序列中的每一个与所接收的所述第一OFDM符号相关，并且
与预定的序列组中的序列相对应，从所述匹配滤波器中的每一个的最高相关输出中检测所述消息信息。
29.根据权利要求27所述的方法，其中，所述第一OFDM符号为具有不同于第二类型的一个或多个所述第二OFDM符号的子载波数量的第一类型。
30.根据权利要求27所述的方法，其中，所述签名序列的所述第一同步序列和所述第二消息序列均包括一组复系数，并且通过在时域中以所述第一OFDM符号的对应的采样之一添加每一个所述复系数将所述签名序列与所述第一OFDM符号组合。
31.根据权利要求27所述的方法，其中，所述签名序列的所述第一同步序列和所述第二消息序列均包括一组复系数，并且通过在频域中添加具有所述第一OFDM符号的相应一个采样的每一个所述复系数将所述签名序列与所述第一OFDM符号组合。
32.根据权利要求30所述的方法，其中，所述第一同步序列包括所述签名序列的所述一组复系数，所述一组复系数是使用至少第一伪随机二元序列生成器和至少第二伪随机二元序列生成器产生的，其中，所述第一伪随机二元序列生成器被配置为生成所述复系数的实部，并且所述第二伪随机二元序列生成器单独被配置为生成所述复系数的虚部。
33.根据权利要求32所述的方法，其中，各个伪随机二元序列生成器由M序列或者Gold码序列生成器形成。
34.根据权利要求32所述的方法，其中，使用恒包络零自相关序列生成器生成所述签名序列或者消息序列的一组复系数。
35.根据权利要求27所述的方法，包括：
当所述接收器处于电力未供应给所述接收器的一些或者所有剩余部件的断电或待机状态时，将电力供应至所述信令解码器。
36.一种提供计算机可执行指令的计算机程序，当所述计算机可执行指令被加载到计算机上时使所述计算机执行根据权利要求10或权利要求27所述的方法。
37.一种基本如在上文中参照附图描述的发送器和接收器。
38.一种基本如在上文中参照附图描述的发送器和接收器。
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Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108476117A (zh) * 2016-01-11 2018-08-31 索尼公司 在窄带物联网通信系统中的信令子载波间隔
CN109271687A (zh) * 2018-09-01 2019-01-25 哈尔滨工程大学 一种动态载荷自适应时域识别方法
CN109417526A (zh) * 2016-06-24 2019-03-01 索尼公司 在频分多路复用广播系统中传输信令数据
CN109792425A (zh) * 2016-09-30 2019-05-21 高通股份有限公司 无线通信中的虚拟符号划分技术
CN109845213A (zh) * 2016-10-24 2019-06-04 松下电器（美国）知识产权公司 发送器、接收器、发送方法和接收方法
CN109891804A (zh) * 2016-08-26 2019-06-14 辛克莱广播集团公司 频带被分段的自举和被分区的帧
CN110784424A (zh) * 2019-11-04 2020-02-11 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种自适应传输链路智能联合均衡装置
CN111164943A (zh) * 2017-08-29 2020-05-15 Lg电子株式会社 在无线lan系统中发送或接收帧的方法和装置

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140294124A1 (en) 2013-03-28 2014-10-02 Sony Corporation Transmitter and method of transmitting and receiver and method of detecting ofdm signals
GB2512394A (en) 2013-03-28 2014-10-01 Sony Corp Transmitter and method of transmitting
GB2512395A (en) * 2013-03-28 2014-10-01 Sony Corp Transmitter and method of transmitting
GB2515801A (en) 2013-07-04 2015-01-07 Sony Corp Transmitter and receiver and methods of transmitting and receiving
KR20160068888A (ko) 2013-11-11 2016-06-15 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법 및 방송 신호 수신 방법
GB2532233A (en) 2014-11-12 2016-05-18 Sony Corp Transmitter and receiver and methods of transmitting and receiving
US9762354B2 (en) 2015-01-27 2017-09-12 Sony Corporation Signaling methods and apparatus
GB2539662A (en) 2015-06-22 2016-12-28 Sony Corp Transmitter and Receiver and Methods of Trasmitting and Receiving
GB2540594A (en) 2015-07-22 2017-01-25 Sony Corp Receiver and method of receiving
GB2540595A (en) 2015-07-22 2017-01-25 Sony Corp Receiver and method of receiving
GB2540593A (en) 2015-07-22 2017-01-25 Sony Corp Receiver and method of receiving
GB2540596A (en) 2015-07-22 2017-01-25 Sony Corp Receiver and method of receiving
JP6265506B2 (ja) * 2015-11-12 2018-01-24 通研電気工業株式会社 通信システム
GB2547266A (en) 2016-02-12 2017-08-16 Sony Corp Transmitter, receiver and methods
KR102590851B1 (ko) 2016-05-09 2023-10-19 한국전자통신연구원 케이블 네트워크에서의 동기 획득 방법과 물리계층 송신기 및 물리계층 수신기
GB2551588A (en) 2016-06-24 2017-12-27 Sony Corp Receiver and method of receiving
JP7054326B2 (ja) * 2016-08-15 2022-04-13 日本放送協会 Ｏｆｄｍ送受信装置
CN106453192B (zh) * 2016-11-14 2019-04-02 浙江万里学院 一种基于屏蔽互补二元序列偶的符号同步方法及系统
ES2745018T3 (es) * 2016-12-12 2020-02-27 Kyynel Oy Procedimiento versátil de selección de canal para red inalámbrica
RU2647656C1 (ru) * 2017-02-14 2018-03-16 Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Тихоокеанский океанологический институт им. В.И. Ильичева Дальневосточного отделения Российской академии наук (ТОИ ДВО РАН) Способ передачи дискретной информации по каналу связи с многолучевым распространением
US10833900B2 (en) * 2018-12-17 2020-11-10 Lockheed Martin Corporation Joint estimation of communication channel effects in communication receivers
CN113303013B (zh) * 2019-01-11 2024-04-16 中兴通讯股份有限公司 使用差分编码的基于竞争的有效载荷传输
FR3101220B1 (fr) * 2019-09-19 2022-02-25 Enensys Tehnologies Procédé de marquage d’un signal de diffusion, procédé d’identification d’un signal de marquage, produits programme d’ordinateur et dispositifs correspondants
CN115211039B (zh) * 2020-02-27 2023-09-01 哲库科技(上海)有限公司 一种用于操作通信设备的方法、通信设备以及非瞬时计算机可读介质

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100195668A1 (en) * 2009-02-05 2010-08-05 Sony Corporation Frame and data pattern structure for multi-carrier systems
CN101815049A (zh) * 2009-02-05 2010-08-25 索尼株式会社 用于多载波系统的新的帧和数据模式结构
CN101958870A (zh) * 2009-07-15 2011-01-26 索尼公司 接收机和方法

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8179954B2 (en) * 2007-10-30 2012-05-15 Sony Corporation Odd interleaving only of an odd-even interleaver when half or less data subcarriers are active in a digital video broadcasting (DVB) standard
ES2420987T3 (es) * 2005-04-29 2013-08-28 Sony Deutschland Gmbh Dispositivo de transmisión, dispositivo de recepción y método de comunicación para un sistema de comunicaciones OFDM con nueva estructura del preámbulo
US8131218B2 (en) * 2007-04-13 2012-03-06 General Dynamics C4 Systems, Inc. Methods and apparatus for wirelessly communicating signals that include embedded synchronization/pilot sequences
KR101417089B1 (ko) * 2008-01-03 2014-07-09 엘지전자 주식회사 무선통신 시스템에서 동기 신호 획득방법
JP4555393B2 (ja) * 2008-10-29 2010-09-29 日本放送協会 地上デジタルテレビジョン放送における緊急速報の受信機
KR101500339B1 (ko) 2008-12-23 2015-03-09 삼성전자주식회사 디지털방송 시스템의 패킷 통신 장치 및 방법
US10027518B2 (en) * 2010-02-12 2018-07-17 Lg Electronics Inc. Broadcasting signal transmitter/receiver and broadcasting signal transmission/reception method
GB2480882B (en) 2010-06-04 2016-08-31 Samsung Electronics Co Ltd Method and apparatus for multiplexing different efficiency modes in digital radio systems
WO2014112796A1 (en) * 2013-01-17 2014-07-24 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
US9008203B2 (en) 2013-03-13 2015-04-14 Sony Corporation Transmitters, receivers and methods of transmitting and receiving
US20140294124A1 (en) 2013-03-28 2014-10-02 Sony Corporation Transmitter and method of transmitting and receiver and method of detecting ofdm signals

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100195668A1 (en) * 2009-02-05 2010-08-05 Sony Corporation Frame and data pattern structure for multi-carrier systems
CN101815049A (zh) * 2009-02-05 2010-08-25 索尼株式会社 用于多载波系统的新的帧和数据模式结构
CN101958870A (zh) * 2009-07-15 2011-01-26 索尼公司 接收机和方法

Cited By (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108476117A (zh) * 2016-01-11 2018-08-31 索尼公司 在窄带物联网通信系统中的信令子载波间隔
CN108476117B (zh) * 2016-01-11 2021-11-05 索尼公司 一种发送或接收数据的方法、通信装置、基础设施设备
CN109417526B (zh) * 2016-06-24 2021-07-16 索尼公司 在频分多路复用广播系统中传输信令数据
CN109417526A (zh) * 2016-06-24 2019-03-01 索尼公司 在频分多路复用广播系统中传输信令数据
CN109891804B (zh) * 2016-08-26 2022-01-25 辛克莱广播集团公司 频带被分段的自举和被分区的帧
CN109891804A (zh) * 2016-08-26 2019-06-14 辛克莱广播集团公司 频带被分段的自举和被分区的帧
US11153056B2 (en) 2016-08-26 2021-10-19 Sinclair Broadcast Group, Inc. Band segmented bootstraps and partitioned frames
CN109792425A (zh) * 2016-09-30 2019-05-21 高通股份有限公司 无线通信中的虚拟符号划分技术
CN109792425B (zh) * 2016-09-30 2022-03-15 高通股份有限公司 无线通信中的虚拟符号划分技术
CN109845213A (zh) * 2016-10-24 2019-06-04 松下电器（美国）知识产权公司 发送器、接收器、发送方法和接收方法
CN109845213B (zh) * 2016-10-24 2021-12-17 松下电器（美国）知识产权公司 发送器、接收器、发送方法和接收方法
CN111164943A (zh) * 2017-08-29 2020-05-15 Lg电子株式会社 在无线lan系统中发送或接收帧的方法和装置
CN111164943B (zh) * 2017-08-29 2023-01-06 Lg电子株式会社 在无线lan系统中发送或接收帧的方法和装置
CN109271687A (zh) * 2018-09-01 2019-01-25 哈尔滨工程大学 一种动态载荷自适应时域识别方法
CN109271687B (zh) * 2018-09-01 2022-06-17 哈尔滨工程大学 一种动态载荷自适应时域识别方法
CN110784424A (zh) * 2019-11-04 2020-02-11 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种自适应传输链路智能联合均衡装置
CN110784424B (zh) * 2019-11-04 2022-03-22 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种自适应传输链路智能联合均衡装置

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