CN104980036A - 一种反激式开关电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种反激式开关电源电路，包括：桥型整流器、变压器、初级储能电容、次级储能电容、第一二极管和电源开关晶体管，还包括放电电路，所述放电电路包括：串联的第二二极管和放电电容，与所述变压器的次级线圈相连，且与所述第一二极管和次级储能电容并联，所述放电电容的电容值小于所述次级储能电容的电容值；放电开关，分别与所述放电电容和所述次级储能电容并联，用于在所述放电电容和所述次级储能电容放电过程中形成电压差时导通，将所述次级储能电容接地放电。本发明通过设置放电电路，当开关电源停止工作后，能够迅速将次级储能电容中的电能释放掉，从而使负载的电源指示灯快速熄灭，提升用户体验。

Description

一种反激式开关电源电路

技术领域

本发明实施例涉及电路技术，尤其涉及一种反激式开关电源电路。

背景技术

小功率电子产品经常采用反激式开关电源，从交流电网获取电能并转换成直流电源。

如图1所示为现有反激式开关电源的电路图，包括桥型整流器B1、变压器T1、初级储能电容CE2、次级储能电容CE1、第一二极管D1和电源开关晶体管V2。工作原理如下：市电与桥型整流器的端部2和端部3相连，桥型整流器的端部4接地，输出端部1输出全波整流电流，桥型整流器给初级储能电容CE2充电，初级储能电容CE2电容值的大小取决于负载RL功率的大小，具体的当负载功率大时初级储能电容的电容值大；当负载功率小时初级储能电容的电容值小。由于桥型整流器输入端的频率为50Hz，而开关信号输入端的频率可达到几十到一百kHz，因此初级储能电容CE2上的电压基本恒定为270V-310V。

具体的工作过程如下：当开关信号输入为高电平时，电源开关晶体管V2的栅极和源极之间电压大于开启电压，电源开关晶体管V2导通，此时初级储能电容CE2放电，变压器T1的初级线圈中的电流线性增大，此时初级线圈的感应电动势方向上正下负，由此次级线圈的感应电动势上负下正，此时第一二极管D1不导通；当开关信号输入为低电平时，电源开关晶体管V2的栅极和源极之间电压小于开启电压，电源开关晶体管V2不导通，此时变压器T1的初级线圈的感应电动势为上负下正，次级线圈的感应电动势为上正下负，此时第一二极管D1导通，并给次级储能电容CE1充电，如此开关信号周期性的变化，变压器周期性的转化能量，同时给负载RL提供一个接近直流的正输出电压。

对于待机功率比较低(比如0.5W的指示灯)的负载RL，经常面临一个问题：开关电源停止工作后，作为载RL的电源指示灯熄灭较慢(比如10秒)。造成这个问题的一种典型原因是，切断交流电源后，开关电源的初级线圈中的电路会被迅速切断，停止供给电流，但开关电源的次级线圈整流后的次级储能电容CE1仍储存了较多的电能，在待机功率比较低的情况下电能消耗较慢，因此电源指示灯熄灭速度慢，用户体验差。

发明内容

本发明实施例提供一种反激式开关电源电路，以实现电源关闭后的电路迅速放电。

本发明实施例一种反激式开关电源电路，包括：桥型整流器、变压器、初级储能电容、次级储能电容、第一二极管和电源开关晶体管，还包括放电电路，所述放电电路包括：串联的第二二极管和放电电容，与所述变压器的次级线圈相连，且与所述第一二极管和次级储能电容并联，所述放电电容的电容值小于所述次级储能电容的电容值；放电开关，分别与所述放电电容和所述次级储能电容并联，用于在所述放电电容和所述次级储能电容放电过程中形成电压差时导通，将所述次级储能电容接地放电。

本发明通过在反激式开关电源电路的次级线圈上设置放电电路，

当开关电源停止工作后，能够迅速将次级储能电容中的电能释放掉，从而使负载的电源指示灯快速熄灭，提升用户体验。

附图说明

图1为现有技术中的一种反激式开关电源电路图；

图2是本发明实施例一提供的一种反激式开关电源电路图；

图3是本发明实施例二提供的另一种反激式开关电源电路图；

图4是本发明实施例三提供的另一种反激式开关电源电路图；

图5是本发明实施例四提供的另一种反激式开关电源电路图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。

实施例一

图2为本发明实施例一提供的一种反激式开关电源电路图，本实施例适用于负载需要输出正电压。本实施例提供的一种反激式开关电源电路，包括：桥型整流器B1、变压器T1、初级储能电容CE2、次级储能电容CE1、第一二极管D1和电源开关晶体管V2，还包括放电电路10。所述放电电路10包括：串联的第二二极管D2和放电电容C1，与所述变压器T1的次级线圈相连，且与所述第一二极管D1和次级储能电容CE1并联，所述放电电容C1的电容值为0.01μF-1μF，所述次级储能电容CE1的电容值为100μF-10000μF,所述放电电容C1的电容值小于所述次级储能电容CE1的电容值；放电开关11，分别与所述放电电容C1和所述次级储能电容CE1并联，用于在所述放电电容C1和所述次级储能电容CE1放电过程中形成电压差时导通，将所述次级储能电容CE1接地放电。其中，初级储能电容CE2的电容值为100μF左右，RL为负载，R4为限流电阻。

所述变压器的初级线圈的同名端与电源开关晶体管V2连接，异名端与初级储能电容CE2连接；所述变压器的次级线圈的同名端与第一二极管D1和第二二极管D2连接，异名端接地。

本实施例的技术方案，为电源电路增设了放电电路，可以迅速放电，避免在断开后负载仍然工作。本实施例具体是利用了放电电容C1和次级储能电容CE1的电容关系，使得放电电容C1能够先于次级储能电容CE1进行快速放电，从而导通放电开关，让次级储能电容CE1能够迅速放电。

实施例二

图3为本发明实施例二提供的一种反激式开关电源电路图，实施例二在实施例一的基础上，优选，放电开关11为晶体管V1，所述放电开关晶体管V1的集电极与所述次级储能电容CE1相连，基极与所述放电电容C1相连，发射极接地。在输出电压为正时，优选的，放电开关为P沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET，MOS管)，优选的，P沟道MOS管的源极S与所述次级储能电容CE1相连，栅极G与所述放电电容C1相连，漏极D接地。

本实施例的技术方案中，放电电路中的放电开关选用P沟道MOS管，本实施例具体利用了P沟道MOS管的栅极G和源极S之间形成的电压差，从而使P沟道MOS管的源极S和漏极D导通，让次级储能电容CE1通过P沟道MOS管的源极S和漏极D能够迅速放电。

实施例三

图4为本发明实施例三提供的一种反激式开关电源电路图，优选，在实施例二的基础上，还包括充电电阻R1，串联在第二二极管D2和放电电容C1之间，其中充电电阻R1的阻值为100Ω以内。

优选的，在实施例二的基础上，还包括：第一放电电阻R2，与所述放电电容C1并联，所述第一放电电阻R2的电阻值为100kΩ-1MΩ。

优选的，在实施例二的基础上，还包括第二放电电阻R3，连接在所述放电开关晶体管V1的发射极与地之间，其中第二放电电阻R3的电阻值为10Ω-1000Ω。

该电路具体工作原理如下：当开关电源正常工作时，由于充电电阻R1电阻值很小，因此次级储能电容CE1和放电电容C1上电压基本相等，此时P沟道MOS管V1不导通；当开关电源停止工作后，放电电容C1和次级储能电容CE1分别通过第一放电电阻R2和负载RL放电，由于放电电容C1的电容值远小于次级储能电容CE1的电容值，因此放电电容C1的放电速度远大于次级储能电容CE1的放电速度，此时P沟道MOS管V1栅极G和源极S之间电压大于其开启电压，因此源极S和漏极D之间导通，次级储能电容CE1上的电荷通过P沟道MOS管V1和第二放电电阻R3快速放电。其中第二放电电阻R3的电阻值很小，便于快速放电。

需要说明的是，放电电容C1的电容值和第一放电电阻R2的阻值的大小关系决定放电电容C1的放电速度，通常如果保持放电速度不变：大的放电电容值对应小的第一放电电阻值，小的放电电容值对应大的第一放电电阻值；次级储能电容CE1的放电速度取决于放电电容C1的放电速度：放电电容C1的放电速度越快，同样的次级储能电容CE1的放电速度也会越快。上述实施例中变压器T1左右两端的地并非同一个地，电器上相互隔离。

本实施例的技术方案放电电路中，加入了充电电阻R1，第一放电电阻R2和第二放电电阻R3，本实施例具体利用放电电容C1的电容值和第一放电电阻R2电阻值的大小关系来决定放电电容C1的放电速度，由放电电容C1的放电速度决定次级储能电容CE1的放电速度，放电电容C1放电越快，P沟道MOS管栅极G和源极S之间的电压差越大，次级储能电容CE1的放电速度越快，由此让次级储能电容CE1快速放电。

实施例四

图5为本发明实施例四提供的一种反激式开关电源电路图，本实施例适用于负载需要输出负电压。该反激式开关电源电路，包括：桥型整流器B1、变压器T1、初级储能电容CE2、次级储能电容CE1、第一二极管D1和电源开关晶体管V2，还包括放电电路10，所述放电电路10包括：串联的第二二极管D2和放电电容C1，与所述变压器T1的次级线圈相连，且与所述第一二极管D1和次级储能电容CE1并联，所述放电电容C1的电容值小于所述次级储能电容CE1的电容值；放电开关V1分别与所述放电电容C1和所述次级储能电容CE1并联，用于在所述放电电容C1和所述次级储能电容CE1放电过程中形成电压差时导通，将所述次级储能电容CE1接地放电。其中，RL为负载，R4为限流电阻。

所述变压器的初级线圈的同名端与电源开关晶体管V2连接，异名端与初级储能电容CE2连接；所述变压器的次级线圈的同名端接地，异名端与第一二极管D1和第二二极管D2连接。

在上述方案的基础上，优选的，放电开关11为晶体管V1，所述放电开关晶体管V1的集电极与所述次级储能电容相连，基极与所述放电电容相连，发射极接地。在输出电压为负时，优选的，放电开关为N沟道MOS管。

优选的，N沟道MOS管的源极S与所述次级储能电容CE1相连，栅极G与所述放电电容C1相连，漏极D接地。进一步，该反激式开关电源电路还包括：充电电阻R1，串联在第二二极管D2和放电电容C1之间，其中充电电阻R1的阻值很小。

进一步，该反激式开关电源电路还包括：第一放电电阻R2，与所述放电电容C1并联。

进一步，该反激式开关电源电路还包括：第二放电电阻R3，连接在所述放电开关晶体管V1的发射极与地之间，其中第二放电电阻的电阻值很小。

上述电路的具体工作原理如下：当开关信号输入为高电平时，电源开关晶体管V2的栅极和源极之间电压大于开启电压，晶体管导通，此时初级储能电容CE2放电，变压器T1的初级线圈中的电流线性增大，此时初级线圈的感应电动势方向上正下负，由此次级线圈的感应电动势上正下负，此时第一二极管D1和第二二极管D2不导通；当开关信号输入为低电平时，电源开关晶体管V2的栅极和源极之间电压小于开启电压，电源开关晶体管V2不导通，此时变压器T1的初级线圈的感应电动势为上负下正，次级线圈的感应电动势为上负下正，此时第一二极管D1和第二二极管D2导通，并给次级储能电容CE1和放电电容C1充电，次级储能电容CE1的电容值很大，如此开关信号周期性的变化，变压器周期性的转化能量，同时给负载RL提供一个接近直流的输出负电压。当开关电源正常工作时，由于充电电阻R1电阻值很小，因此次级储能电容CE1和放电电容C1上获得的电压基本相等，此时N沟道MOS管V1不导通；当开关电源停止工作后，放电电容C1和次级储能电容CE1分别通过第一放电电阻R2和负载RL放电，由于放电电容C1的电容值远小于次级储能电容CE1的电容值，因此放电电容C1的放电速度远大于次级储能电容CE1的放电速度，此时N沟道MOS管V1栅极G和源极S之间电压大于其开启电压，因此源极S和漏极D之间导通，次级储能电容CE1上的电荷通过N沟道MOS管V1和第二放电电阻R3快速放电。第二放电电阻R3的电阻值很小便于快速放电。

需要说明的是，变压器T1左右两端的地并非同一个地，电器上相互隔离。

本实施例的放电电路，用于给负载提供负电压时的技术方案，本实施例具体利用放电电容C1的电容值和第一放电电阻R2电阻值的大小关系来决定放电电容C1的放电速度，由放电电容C1的放电速度决定次级储能电容CE1的放电速度，放电电容C1放电越快，N沟道MOS管栅极G和源极S之间的电压差越大，次级储能电容CE1的放电速度越快，由此让次级储能电容CE1快速放电。

注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。

Claims (5)

1.一种反激式开关电源电路，包括：桥型整流器、变压器、初级储能电容、次级储能电容、第一二极管和电源开关晶体管，特征在于，还包括放电电路，所述放电电路包括：

串联的第二二极管和放电电容，与所述变压器的次级线圈相连，且与所述第一二极管和次级储能电容并联，所述放电电容的电容值小于所述次级储能电容的电容值；

放电开关，分别与所述放电电容和所述次级储能电容并联，用于在所述放电电容和所述次级储能电容放电过程中形成电压差时导通，将所述次级储能电容接地放电。

2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述放电开关为：放电开关晶体管，所述放电开关晶体管的集电极与所述次级储能电容相连，基极与所述放电电容相连，发射极接地。

3.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，还包括：充电电阻，串联在第二二极管和放电电容之间。

4.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，还包括：第一放电电阻，与所述放电电容并联。

5.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，还包括：第二放电电阻，连接在所述放电开关晶体管的发射极与地之间。