CN104931868A - 局部放电检测装置 - Google Patents

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陶诗洋
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段大鹏
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王文山
任志刚
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Abstract

本发明公开了一种局部放电检测装置，该装置包括：特高频天线传感器，用于获取特高频局部放电信号；射频带宽放大器，与特高频天线传感器相连接，用于对特高频局部放电信号进行带宽放大，并将特高频局部放电信号转化为特高频局部放电差分信号；窄带谐振抗混叠滤波器，与射频带宽放大器相连接，用于计算中心谐振频率和窄带频宽，并根据中心谐振频率和窄带频宽控制特高频局部放电差分信号位于目标阶次采样区；以及数字采集电路，用于在将目标阶次采样区内的特高频局部放电差分信号的频谱混叠到基带采样区，数字采集电路的输入端与窄带谐振抗混叠滤波器的输出端之间设置有阻抗匹配电路。本发明解决了现有技术对局部放电检测灵敏度低的技术问题。

Description

局部放电检测装置
技术领域
本发明涉及电力领域，具体而言，涉及一种局部放电检测装置。
背景技术
局部放电是绝缘介质中的一种电气放电，这种放电仅限制在被测介质中一部分且只使导体间的绝缘局部桥接，这种放电可能发生或可能不发生于导体的邻近。电力设备绝缘中的某些薄弱部位在强电场的作用下发生局部放电是高压绝缘中普遍存在的问题。虽然局部放电一般不会引起绝缘的穿透性击穿，但可以导致电介质(特别是有机电介质)的局部损坏。若局部放电长期存在，在一定条件下会导致绝缘劣化甚至击穿。对电力设备进行局部放电试验，不但能够了解设备的绝缘状况，还能及时发现许多有关制造与安装方面的问题，确定绝缘故障的原因及其严重程度。因此，局部放电检测成为了关键问题。
常见的局部放电检测方法可以包括脉冲电流法、无线电干扰电压法、介质损耗分析法等。但是，现有技术中的局部放电检测方法通常对局部放电信号检测灵敏度低，造成无法准确地标定局部放电量以及精确定位局部放电位置。
针对现有技术对局部放电检测灵敏度低的问题，目前尚未提出有效的解决方案。
发明内容
本发明实施例提供了一种局部放电检测装置，以至少解决现有技术对局部放电检测灵敏度低的技术问题。
根据本发明实施例的一个方面，提供了一种局部放电检测装置，包括：特高频天线传感器，用于获取特高频局部放电信号；射频带宽放大器，与特高频天线传感器相连接，用于对特高频局部放电信号进行带宽放大，并将特高频局部放电信号转化为特高频局部放电差分信号；窄带谐振抗混叠滤波器，与射频带宽放大器相连接，用于计算中心谐振频率和窄带频宽，并根据中心谐振频率和窄带频宽控制特高频局部放电差分信号位于目标阶次采样区；以及数字采集电路，用于在将目标阶次采样区内的特高频局部放电差分信号的频谱混叠到基带采样区，其中，数字采集电路的输入端与窄带谐振抗混叠滤波器的输出端之间设置有阻抗匹配电路。
进一步地，特高频天线传感器包括三阶Hilbert分形天线。
进一步地，三阶Hilbert分形天线的外围尺寸为30毫米，导线宽度为1毫米，馈电点到第一端点的距离为15.2毫米，电介质板的介电常数为4.4，电介质板的厚度为1.6毫米，电介质板的外围尺寸大于天线的外围尺寸。
进一步地，窄带谐振抗混叠滤波器为四阶带通滤波器，包括第一级谐振网络、第二级谐振网络、第三级谐振网络以及第四级谐振网络。
进一步地，第一级谐振网络中第一电容值为10.89pF，第二电容值和第三电容值均为8.481pF，第一电感值和第二电感值均为10.28nH，第二级谐振网络中第四电容值为28.45pF，第五电容值和第六电容值均为2.778pF，第三电感值和第四电感值均为23.72nH，第三级谐振网络中第七电容值为28.41pF，第八电容值和第九电容值均为2.995pF，第五电感值和第六电感值均为23.87nH，第四级谐振网络中第十电容值为10.69pF，第十一电容值和第十二电容值均为1.49pF，第七电感值和第八电感值均为55.7nH，第十三电容值为1.67pF。
进一步地，窄带谐振抗混叠滤波器的中心谐振频率为650MHz，窄带谐振抗混叠滤波器的窄带频宽为50MHz。
进一步地，窄带谐振抗混叠滤波器采用差分形式与射频带宽放大器的输出端保持阻抗匹配。
进一步地，窄带谐振抗混叠滤波器采用差分形式与数字采集电路的输入端保持阻抗匹配。
进一步地，将特高频局部放电差分信号的频谱从目标阶次采样区向基带采样区混叠的次数为偶数。
进一步地，由特高频天线传感器获取的特高频局部放电信号的频带范围为300MHz～3GHz。
本发明实施例中的局部放电检测装置包括：特高频天线传感器，射频带宽放大器，窄带谐振抗混叠滤波器以及数字采集电路，其中，特高频天线传感器设计为三阶Hilbert分形天线，选定工作频段的中心频率为650MHz，带宽50MHz，采用四阶Butterworth拓扑结构的抗混叠带通滤波器抑制带外频谱成分向低阶次Nyquist区的混叠效应。本发明实施例通过对特高频频段的局部放电信号进行匹配设计的欠采样数据采集，可以得到局部放电信号的慢变振荡信号，保留了信号的幅值强度和脉冲激发时间，作为局部放电谱图统计中的有效数据进行谱图模式识别分析，达到了在窄带频段上抑制常见的手机通讯干扰和背景白噪声，提升特高频局部放电测量的检测灵敏度，降低特高频局部放电测量系统的技术成本的技术效果，进而解决了现有技术对局部放电检测灵敏度低的技术问题。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1是根据本发明实施例的局部放电检测装置的结构示意图；
图2是根据本发明实施例的三阶Hilbert分形天线的结构示意图；
图3是根据本发明实施例的射频带宽放大器的电路结构示意图；
图4是根据本发明实施例的窄带谐振抗混叠滤波器的结构示意图；
图5是根据本发明实施例的数字采集电路的结构示意图；
图6是根据本发明实施例的窄带谐振抗混叠滤波器的幅频特性曲线示意图；以及
图7是根据本发明实施例的工作频段位于高阶Nyquist区时采用欠采样技术的镜像分布示意图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
根据本发明实施例，提供了一种局部放电检测装置。
图1是根据本发明实施例的局部放电检测装置的结构示意图，如图1所示，该局部放电检测装置包括：特高频天线传感器10，射频带宽放大器20，窄带谐振抗混叠滤波器30和数字采集电路40。
特高频天线传感器10，用于获取特高频局部放电信号，该特高频局部放电信号具有较宽的频谱分量，一般落在300MHz～3GHz频带范围内。该实施例中的特高频天线传感器10包括三阶Hilbert分形天线。三阶Hilbert分形天线最为满足特高频局部放电检测的要求。通过适当地选择非中心点位置馈电来改变天线的输出阻抗，以实现与50Ω传输线的匹配。图2是根据本发明实施例的三阶Hilbert分形天线的结构示意图，如图2所示，三阶Hilbert分形天线的外围尺寸L＝30mm，导线宽度b＝1mm，馈电点到端点l的距离R＝15.2mm，电介质板的介电常数为ε＝4.4，厚度为t＝1.6mm，电介质板的外围尺寸略大于天线的外围尺寸，为35.4mm。表1是三阶Hilbert分形天线的谐振频率及其驻波比的对应关系表，通过HFSS仿真计算三阶Hilbert分形天线的谐振频率和对应的驻波比如表1所示。
表1 三阶Hilbert分形天线的谐振频率及其驻波比的对应关系表
谐振频率fc 驻波比
410MHz 7.76
680MHz 5.67
1150MHz 4.47
射频带宽放大器20，与特高频天线传感器10相连接，用于对特高频局部放电信号进行带宽放大，并将特高频局部放电信号转化为特高频局部放电差分信号。由于由特高频天线传感器10耦合出来的特高频局部放电信号的输出功率往往十分微弱，需先进入射频宽带放大器20，对此特高频局部放电信号进行低噪声不失真的宽带放大，获得足够的增益来补偿线路传输中的信号衰减，并将特高频局部放电单端信号转化成特高频局部放电差分信号，这样可以抑制传输线路上的共模干扰。
可选地，该实施例中的射频带宽放大器20可以使用低噪放LNA，图3是根据本发明实施例的射频带宽放大器的电路结构示意图，如图3所示，该电路以ADI公司的射频运算放大器ADL5562为主要器件，使用带宽为3GHz的ECT1-1-13M型号1:1变压器将特高频天线传感器10输出的单端信号转化为差分信号，ADL5562 3.3GHz的差分放大器具有引脚可重配置的差分输入阻抗，且与增益相关。采用6dB增益工作时具有400Ω的差分输入阻抗，采用12dB增益工作时为200Ω，采用15.5dB增益工作时为133Ω。差分输出两端的接地电阻RT＝34.8Ω和ADL5562的输入阻抗并联可以得到约Z＝50Ω，与特高频天线传感器10的输出阻抗相匹配。差分放大器输入和输出端的0.1uF电容用以隔离电源偏置。差分放大器的负载阻抗应为ZAL＝200Ω以保持良好的耦合特性，RA一般可取为15Ω,其中，Z＝2RT||R1，ZAL＝2RA+(ZAAFL||2RTAMP)。
窄带谐振抗混叠滤波器30，与射频带宽放大器20相连接，用于计算中心谐振频率和窄带频宽，并根据中心谐振频率和窄带频宽控制特高频局部放电差分信号位于目标阶次采样区，其中，目标阶次采样区为高阶Nyquist采样区。图4是根据本发明实施例的窄带谐振抗混叠滤波器的结构示意图，如图4所示，窄带谐振抗混叠滤波器30的设计是本发明采用窄带谐振形式进行匹配欠采样的关键。首先是窄带谐振抗混叠滤波器30的阻抗匹配设计，输入阻抗可由公式ZAAFS＝2RTAMP||(Z0+2RA)计算，其中ADL5562的输出阻抗Z0＝12Ω，其它阻值如上，则可以计算出ZAAFS＝40Ω；输出阻抗可由图5中的A/D电路作为负载计算，其中，图5是根据本发明实施例的数字采集电路的结构示意图，根据公式ZAAFL＝RTADC||(RADC+2RKB)可以得到ZAAFL＝221Ω。得到ZAAFL＝221Ω之后，由图3可以得到RTAMP＝368Ω。如图4所示，该实施例中的窄带谐振抗混叠滤波器30设计选择四阶Butterworth拓扑结构，图4所示电路的中心谐振频率Fc＝650MHz，窄带频宽B＝50MHz，阻带衰减为40dB，LC型耦合谐振形式的带通滤波器。如图4所示，窄带谐振抗混叠滤波器30为四阶带通滤波器，包括第一级谐振网络、第二级谐振网络、第三级谐振网络以及第四级谐振网络。其中，第一级谐振网络C1＝10.89pF，C2，3＝8.481pF，L1，2＝10.28nH；第二级谐振网络C4＝28.45pF，C5，6＝2.778pF，L3，4＝23.72nH；第三级谐振网络C7＝28.41pF，C8，9＝2.995pF，L5，6＝23.87nH；第四级谐振网络C10＝10.69pF，C11，12＝1.49pF，L7，8＝55.7nH，C13＝1.67pF。通过Nuhertz Technologies公司的Filter Solution软件仿真的幅频响应曲线如图6所示，其中，图6是根据本发明实施例的窄带谐振抗混叠滤波器的幅频特性曲线示意图，选取1％精度的L和C元器件得到的实际中心频率为641.26MHz，窄带-3dB带宽为52.2MHz。
该实施例中的窄带谐振抗混叠滤波器30根据测量现场实际的干扰频谱分布和后端数字化采样率的具体速率，选取适当的中心谐振频率为Fc，窄带频宽为B(一般为几MHz至几十MHz)作为设计窄带谐振抗混叠滤波器30的基本参数，窄带谐振抗混叠滤波器30类型选择Butterworth型拓扑结构，滤波器阶数是4阶，而且同样需要采取差分形式，以保持在输入端与射频带宽放大器20接口和在输出端与数字采集电路阻抗变换接口的阻抗匹配，减少射频信号的回波反射和插损。
数字采集电路40，用于在将目标阶次采样区内的特高频局部放电差分信号的频谱混叠到基带采样区，其中，数字采集电路的输入端与窄带谐振抗混叠滤波器的输出端之间设置有阻抗匹配电路。如图5所示，数字采集电路40中的ADC芯片可选ADI公司的采样速率最高达250MSPS的14位模数转换器AD9643，其输入阻抗Z＝RADC+1/j2πfCADC随着频率f而变化，其中的RADC和CADC两个数值也与频率相关，以f＝650MHz(接近三阶Hilbert分形天线的第二个谐振频率fc＝680MHz)作为窄带工作的中心频率，参考ADC芯片的设计资料，RADC＝640Ω和CADC＝2.5pF。第一，通过与ADC并联的差分连接的RTADC用以减少A/D电路输入阻抗Z随信号频率f的波动，可取为RTADC＝165Ω；第二，通过在前端并联的谐振电感LAAF来抵消CADC对频率的依赖，按照图5中的公式计算出LAAF＝24nH，同时，这个LAAF也将作为上面窄带谐振抗混叠滤波器30设计的谐振电感。其它的，差分耦合电阻RKB＝15Ω比较合适，耦合电容CAAF3＝33pF进一步补偿ADC芯片的内部电容对频率的依赖。
需要注意的是，该实施例中的数字采集电路40需要依据其中所用的A/D转换器的输入阻抗Z＝R+jX来匹配设计，作用是防止A/D转换器内部的镜像干扰叠加到局部放电脉冲信号上。该步设计也与窄带频率相关，在所选定的中心频段上要保证能够消除A/D输入阻抗中的电容部分对脉冲信号的吸收。
AD9643支持欠采样技术，图7是根据本发明实施例的工作频段位于高阶Nyquist区时采用欠采样技术的镜像分布示意图，如图7所示，工作频段的中心频率选为650MHz，带宽50MHz，数字化采样速率采用200MSPS时Nyquist区的镜像分布。这一工作频段完整地落在第七Nyquist区内，即使向低阶的Nyquist区发生多次混叠，也不会产生新的镜像频率成分，而且从第七Nyquist区到基带的第一Nyquist区共计发生六次混叠，偶数次就能保证频谱不会反转。利用欠采样技术的数据采集需要将高阶次Nyquist区的信号频谱混叠到基带Nyquist区进行降采样的数字信号处理，必须保证选定的窄带工作频段完整地位于某一高阶次的Nyquist区内部，同时向基带Nyquist区的混叠次数必须为偶数，确保频谱分量不会发生反转。经过欠采样数据采集得到的是特高频段脉冲信号的慢变振荡信号，保留了信号的幅值强度和脉冲激发时间，因此可以作为局部放电谱图统计中的有效数据进行谱图模式识别分析。
本发明对数字化采样的要求有别于常用的第一Nyquist区基带采样，而是将特高频局部放电脉冲信号限制在某一个更高阶次的Nyquist区内部，数字采样率只要满足Fs≥2×B即可避免脉冲的其它高频分量混叠到Nyquist基带采样区。这是十分关键的技术要求，因为要得到足够的检测动态范围，那些工作频带外的信号谱分量就不能发生镜像混叠进入Nyquist采样区，同时对离散化波形的失真和畸变也可得到控制。而采用特别匹配设计的抗混叠谐振滤波器是实现欠采样技术的关键因素。
本发明的局部放电检测装置对特高频频段的局部放电脉冲信号进行谐振匹配的欠采样检测，可以将A/D数字转换器的采样速率从GHz级别下降到至低为100MHz(对50MHz带宽信号)，并能有效抑制带外干扰噪声对A/D动态范围的影响。在提高局部放电检测灵敏度的同时降低了对核心器件的性能要求以及硬件成本。
上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
在本发明的上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种局部放电检测装置，其特征在于，包括：
特高频天线传感器，用于获取特高频局部放电信号；
射频带宽放大器，与所述特高频天线传感器相连接，用于对所述特高频局部放电信号进行带宽放大，并将所述特高频局部放电信号转化为特高频局部放电差分信号；
窄带谐振抗混叠滤波器，与所述射频带宽放大器相连接，用于计算中心谐振频率和窄带频宽，并根据所述中心谐振频率和所述窄带频宽控制所述特高频局部放电差分信号位于目标阶次采样区；以及
数字采集电路，用于在将所述目标阶次采样区内的所述特高频局部放电差分信号的频谱混叠到基带采样区，其中，所述数字采集电路的输入端与所述窄带谐振抗混叠滤波器的输出端之间设置有阻抗匹配电路。
2.根据权利要求1所述的局部放电检测装置，其特征在于，所述特高频天线传感器包括三阶Hilbert分形天线。
3.根据权利要求2所述的局部放电检测装置，其特征在于，所述三阶Hilbert分形天线的外围尺寸为30毫米，导线宽度为1毫米，馈电点到第一端点的距离为15.2毫米，电介质板的介电常数为4.4，所述电介质板的厚度为1.6毫米，所述电介质板的外围尺寸大于天线的外围尺寸。
4.根据权利要求1所述的局部放电检测装置，其特征在于，所述窄带谐振抗混叠滤波器为四阶带通滤波器，包括第一级谐振网络、第二级谐振网络、第三级谐振网络以及第四级谐振网络。
5.根据权利要求4所述的局部放电检测装置，其特征在于，
所述第一级谐振网络中第一电容值为10.89pF，第二电容值和第三电容值均为8.481pF，第一电感值和第二电感值均为10.28nH，
所述第二级谐振网络中第四电容值为28.45pF，第五电容值和第六电容值均为2.778pF，第三电感值和第四电感值均为23.72nH，
所述第三级谐振网络中第七电容值为28.41pF，第八电容值和第九电容值均为2.995pF，第五电感值和第六电感值均为23.87nH，
所述第四级谐振网络中第十电容值为10.69pF，第十一电容值和第十二电容值均为1.49pF，第七电感值和第八电感值均为55.7nH，第十三电容值为1.67pF。
6.根据权利要求5所述的局部放电检测装置，其特征在于，所述窄带谐振抗混叠滤波器的中心谐振频率为650MHz，所述窄带谐振抗混叠滤波器的窄带频宽为50MHz。
7.根据权利要求1所述的局部放电检测装置，其特征在于，所述窄带谐振抗混叠滤波器采用差分形式与所述射频带宽放大器的输出端保持阻抗匹配。
8.根据权利要求7所述的局部放电检测装置，其特征在于，所述窄带谐振抗混叠滤波器采用差分形式与所述数字采集电路的输入端保持阻抗匹配。
9.根据权利要求1所述的局部放电检测装置，其特征在于，将所述特高频局部放电差分信号的频谱从所述目标阶次采样区向所述基带采样区混叠的次数为偶数。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的局部放电检测装置，其特征在于，由所述特高频天线传感器获取的所述特高频局部放电信号的频带范围为300MHz～3GHz。
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