CN104900948A - 一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元，包括对称的第一、二差分输入输出端口对，对称的第一、二槽线谐振器及对称的第一、二微带谐振器对；第一差分输入输出端口对包括对象的第一、二输入输出端口，第一槽线谐振器与第一差分输入输出端口对存在微带馈线耦合部分；第二差分输入输出端口对包括对称的第三、四输入输出端口，第二槽线谐振器与第二差分输入输出端口对间存在微带馈线耦合部分；第一微带谐振器对由第一微带谐振器和第二微带谐振器构成，第二微带谐振器对由第三微带谐振器和第四微带谐振器构成。本发明可以实现高选择性、高共模抑制、频率和带宽独立可控的多频平衡滤波器和平衡双工器。

Description

一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元

技术领域

本发明涉及微波通信的技术领域，尤其是指一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元。

背景技术

微波与射频通信技术的发展，让我们的生活更加便利。然而，这一技术面临的瓶颈是有限的频率资源。随着Bluetooth、WiMax、WLAN、3G、LTE等通讯协议的兴起，如何抑制好各频带间的干扰、阻滞等问题越发严峻。多频滤波器/双工器是常用的频率选择性器件，它的性能通常决定通信系统的功能，因此是射频通信前端中最基本的无源器件。

另一方面，通信系统处理过程常常遇到环境噪声的干扰，噪声是信号处理过程中所能识别的最小信号电平的制约瓶颈。平衡电路，又称差分电路，相对于传统的单端电路而言，最明显的优势就是对环境噪声具有较强免疫性。现代通信系统中的有源器件(如功率放大器、功分器、混频器等)越来越多地采用差分端口平衡器件，若通信系统中天线、滤波器、双工器等无源器件也采取这种平衡结构，则能构造一个全平衡前端系统，可方便集成在单芯片中(SOCsystem-on-chip)，有利于改善系统的共模抑制及小型化。

因此，研究多频平衡滤波器、平衡双工器理论，开发无线通信中的多频段平衡滤波器/双工器具有极其重要的理论意义、极大的经济效益和广阔的应用前景。

近年来，人们对应用于射频前端微波频段的平衡滤波器有着极大的兴趣。国内外很多科研团队，对平衡滤波器进行了理论和实践研究，推进了平衡滤波器的发展。然而多频平衡滤波器发展一直相对滞后。

2010年Q Xue等人在IEEE Microwave and Wireless Components Letters发表题为“Novel balanced dual-band bandpass filter using coupledstepped-impedance resonators”的文章中，提出采用阶梯阻抗谐振器(SIR)设计双频平衡滤波器，如图11a所示。通过控制SIR阻抗比可以形成两个差模通带；共模时，对称面处等效开路，耦合线呈带阻特性。为了更好的抑制共模，对称面处引入了枝节加载。该滤波器的优点是尺寸小、高共模抑制、低插损、独立可控频率。然而通带选择性不佳，带宽并不独立可控。为改善选择性，该团队在IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques发表题为“Dual-Band and Wide-Stopband Single-Band Balanced Bandpass Filters WithHigh Selectivity and Common-Mode Suppression”的文章中，提出利用耦合路径，如图11b所示。为了更好的抑制共模在两个频带的影响，对称面处引入了集总元件加载，增加了设计加工的复杂度。

对于三频平衡滤波器的研究则相对更少。X.W.Shi团队在2015年IEEEMicrowave and Wireless Components Letters发表题为“Compact BalancedDual-and Tri-band Bandpass Filters Based on Stub Loaded Resonators”的文章中，如图12a所示，提出采用多枝节加载的谐振器设计三频平滤波器，滤波器的设计是综合考虑差模和共模的谐振频率，然后将其分开从而达到共模抑制。设计过程较复杂，通带选择性差。

另一方面，平衡双工器随着平衡系统的研究正逐步得到人们的关注。目前仅有少量的工作设计平衡双工器，而涉及多频双工器的工作未见报道。H.W.Deng等在2014年IEEE Microwave and Wireless Components Letters发表题为“Compact Balanced-to-Balanced Microstrip Diplexer With HighIsolation and Common-Mode Suppression”的文章中，如图12b所示，提出采用半波长谐振器设计平衡双工器，结构引入源负载耦合改善通带选择性，共模抑制在30dB左右。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元，实现高选择性、高共模抑制、频率和带宽独立可控的多频平衡滤波器和平衡双工器。

为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元，所述槽线耦合馈电带通单元包括有镜像对称的第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口对，镜像对称的第一槽线谐振器和第二槽线谐振器及镜像对称的第一微带谐振器对和第二微带谐振器对；其中，所述第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口对与第一槽线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴，且该对称轴垂直于第一微带谐振器对和第二微带谐振器对的对称轴；所述第一差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第一输入输出端口和第二输入输出端口，该第一输入输出端口和第二输入输出端口与第一微带谐振器对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第一槽线谐振器在该对称轴上延伸，并经过上述第一差分输入输出端口对，与该第一差分输入输出端口对间存在微带馈线耦合部分；所述第二差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第三输入输出端口和第四输入输出端口，该第三输入输出端口和第四输入输出端口与第一微带谐振器对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第二槽线谐振器在该对称轴上延伸，并经过上述第二差分输入输出端口对，与该第二差分输入输出端口对间存在微带馈线耦合部分；所述第一微带谐振器对和第二微带谐振器对相连接，该第一微带谐振器对由镜像对称的第一微带谐振器和第二微带谐振器构成，且该第一微带谐振器和第二微带谐振器存在耦合部分，并与第一槽线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴，该第二微带谐振器对由镜像对称的第三微带谐振器和第四微带谐振器构成，且该第三微带谐振器和第四微带谐振器存在耦合部分，并与第一槽线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴。

所述槽线耦合馈电带通单元的通带性能主要由参数f₀、Q_e和K值确定，可由全波仿真推导：

$K=\frac{{f_u}^2-{f_l}^2}{{f_u}^2+{f_l}^2};$

式中，f₀、Q_e和K的确定可通过下式表示：

f₀＝f(L)

K＝f(W,L_s,G_s)

Q_e＝f(W₀,W₁,W,T₁,T₂,T₃)

其中，通带的频率f₀由微带谐振器对的长度L确定；对于耦合系数K，其参数主要由微带谐振器对的耦合部分宽度W、耦合长度L_s和耦合间距G_s确定；外部Q值主要由微带馈线耦合部分的宽度W₀、槽线谐振器的宽度W₁、槽线谐振器的位置参数T₁、T₂、T₃以及微带谐振器对的宽度W确定。

本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：

1、与已有的多频平衡滤波器和平衡双工器共模抑制方法相比较，本发明的槽线耦合馈电结构，由于其自身的共模抑制，平衡滤波器和平衡双工器共模实现简单，共模抑制得到明显的改善。

2、与现有的多频平衡滤波器和平衡双工器高选择性实现方法相比较，本发明采用的结构方式会在通带外产生两个传输零点，实现准椭圆带通特性。在实现多频时通带的选择性依然得到改善。

3、与现有的多频平衡滤波器设计时频率或带宽可控的实现方法相比较，本发明提出的槽线耦合馈电带通单元间加载效应对通带几乎没有影响，各通带间频率和带宽独立可控。根据这一特性，本发明可以拓展到三频甚至更多频的平衡滤波器设计。

4、本发明提出的槽线耦合馈电带通单元也可应用于高共模抑制平衡双工器的设计，在本发明中也是首次提出高共模抑制多频平衡双工器的设计方法。

附图说明

图1为本发明所述槽线耦合馈电带通单元的结构示意图。

图2为本发明所使用的介质基板示意图。

图3a为本发明所述槽线耦合馈电带通单元的物理尺寸图。

图3b为本发明所述槽线耦合馈电带通单元的耦合图。

图4为基于槽线耦合馈电带通单元的仿真结果图。

图5a为基于槽线耦合馈电带通单元的三频平衡带通滤波器的结构图。

图5b为基于槽线耦合馈电带通单元的三频平衡带通滤波器的耦合图。

图6a为基于槽线耦合馈电带通单元的双频平衡双工器的结构图。

图6b为基于槽线耦合馈电带通单元的双频平衡双工器的耦合图。

图7a为基于槽线耦合馈电带通单元的四频平衡双工器的结构图。

图7b为基于槽线耦合馈电带通单元的四频平衡双工器的耦合图。

图8为基于槽线耦合馈电带通单元的三频平衡带通滤波器的实验结果图。

图9a为基于槽线耦合馈电带通单元的双频平衡双工器的差模响应结果图之一。

图9b为基于槽线耦合馈电带通单元的双频平衡双工器的差模响应结果图之二。

图9c为基于槽线耦合馈电带通单元的双频双工器的共模响应结果图。

图10a为基于槽线耦合馈电带通单元的四频平衡双工器的差模响应结果图之一。

图10b为基于槽线耦合馈电带通单元的四频平衡双工器的差模响应结果图之二。

图10c为基于槽线耦合馈电带通单元的四频平衡双工器的共模响应结果图。

图11a为背景技术中Q Xue的SIR双频平衡滤波器结构图。

图11b为背景技术中Q Xue的集总原件加载双频平衡滤波器结构图。

图12a为背景技术中X.W.Shi的三频平衡滤波器结构图。

图12b为背景技术中X.W.Shi的平衡双工器结构图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明作进一步说明。

如图1所示，本实施例所述的多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元，包括有镜像对称的第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口对，镜像对称的第一槽线谐振器C₁和第二槽线谐振器C₂及镜像对称的第一微带谐振器对和第二微带谐振器对；其中，所述第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口对与第一槽线谐振器C₁和第二槽线谐振器C₂同一对称轴，且该对称轴垂直于第一微带谐振器对和第二微带谐振器对的对称轴；所述第一差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第一输入输出端口A₁和第二输入输出端口B₁，该第一输入输出端口A₁和第二输入输出端口B₁与第一微带谐振器对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第一槽线谐振器C₁在该对称轴上延伸，并经过上述第一差分输入输出端口对，与该第一差分输入输出端口对间存在微带馈线耦合部分C₃；所述第二差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第三输入输出端口A₅和第四输入输出端口B₅，该第三输入输出端口A₅和第四输入输出端口B₅与第一微带谐振器对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第二槽线谐振器C₂在该对称轴上延伸，并经过上述第二差分输入输出端口对，与该第二差分输入输出端口对间存在微带馈线耦合部分C₄；所述第一微带谐振器对和第二微带谐振器对相连接，该第一微带谐振器对由镜像对称的第一微带谐振器A₂和第二微带谐振器A₄构成，且该第一微带谐振器A₂和第二微带谐振器A₄存在耦合部分A₃，并与第一槽线谐振器C₁和第二槽线谐振器C₂同一对称轴，该第二微带谐振器对由镜像对称的第三微带谐振器B₂和第四微带谐振器B₄构成，且该第三微带谐振器B₂和第四微带谐振器B₄存在耦合部分B₃，并与第一槽线谐振器C₁和第二槽线谐振器C₂同一对称轴。

本发明所述槽线耦合馈电带通单元的构建图如图1所示，其对应的物理尺寸图和耦合图分别如图3a和3b所示。耦合图中谐振器2即为A₂和B₂的整体，谐振器2’即为A₄和B₄的整体。其中谐振器1和1’分别代表槽线谐振器C₁和C₂，它在本设计中为非谐振点，它的主要作用是实现馈线和谐振器之间的耦合。因此对于该平衡带通滤波器单元，其本质上是一个二阶平衡带通滤波器。其通带性能主要由参数f₀、Q_e和K值确定，可由全波仿真推导：

$K=\frac{{f_u}^2-{f_l}^2}{{f_u}^2+{f_l}^2};$

具体对于该结构而言，f₀，Q_e和K的确定可通过下式表示：

f₀＝f(L)

K＝f(W,L_s,G_s)

Q_e＝f(W₀,W₁,W,T₁,T₂,T₃)

其中，通带的频率f₀由微带谐振器对(A₂和A₄或者B₂和B₄)长度L确定；对于耦合系数K，其参数主要由谐振器耦合部分(A₃或B₃)的宽度W，耦合长度Ls和耦合间距Gs确定。外部Q值主要由微带馈线耦合部分(C₃、C₄)宽度W0、槽线谐振器(C₁、C₂)的宽度W₁、槽线谐振器(C₁、C₂)的位置参数T₁、T₂、T₃以及微带谐振器对(A₂和A₄或者B₂和B₄)的宽度W确定。

图4给出了基于槽线耦合馈电带通单元的仿真结果，可以看到滤波器带外由于电磁混合耦合产生了两个传输零点(ftd1、ftd2)，滤波器呈准椭圆二阶带通滤波器特性。此外，从滤波器的共模特性可以看到，共模通带由于槽线间的耦合产生一个传输零点(ftc1)，整个通带的共模由于槽线馈电结构得到50dB的抑制。

根据上述分析，槽线耦合馈电带通单元可应用于多频平衡滤波器和平衡双工器中。本发明首先介绍三频平衡滤波器的设计。图5a和图5b给出了基于槽线耦合馈电带通单元的三频平衡带通滤波器的结构图和耦合图。耦合图中谐振器(1和1’)代表槽线，它在本设计中为非谐振点。耦合图中谐振器(2和2’)、(3和3’)、(4和4’)分别代表外侧、中侧、内侧的谐振器对，对应形成第一、二、三个通带，根据以上可知，三个通带可以通过分别控制对应的参数(f1，Qe1和K1)、(f2，Qe2和K2)、(f2，Qe2和K3)，就可以实现三个通带的独立可控。而各通带间微小的加载效应可以忽略不计，因此各通带的带宽和频率相互独立可控。各通带参数的控制因素见下表1。

表1 各通带参数的控制因素

对于所提的槽线耦合馈电带通单元，本发明也将其用在平衡双工器的设计中，实现多频和高共模抑制平衡双工器。图6a、6b和图7a、7b给出了双频和四频平衡双工器的结构图和耦合图。耦合图中谐振器(R1、R1’和R1”)代表槽线，它在本设计中为非谐振点，起到耦合馈电的作用。平衡双工器的设计思路是将两个槽线耦合馈电平衡带通单元级联。四频平衡双工器耦合图中谐振器(2和2’)、(3和3’)分别代表左侧外侧和内侧的谐振器对，分别构成第一和第三通带，谐振器(4和4’)、(5和5’)分别代表右侧外侧和内侧的谐振器对，分别构成第二和第四通带。下表2和表3分别给出了双频和四频平衡双工器各通带的控制参数。

表2 双频平衡双工器各通带参数的控制因素

表3 四频平衡双工器各通带参数的控制因素

本实施例采用的介质基板，其相对介电常数为2.55，厚度为0.8mm，损耗角正切为0.029。如图2所示，D₁为使用介质板的上层金属贴片，D₂为介质层，D₃为介质板下层接地金属贴片，D₄为槽线。

设计三频平衡滤波器的频率和3dB带宽分别为(2.4GHz,6％)、(3.5GHz,5％)、(5.2GHz,4％)。图8给出了实验结果图，可以看到三个通带的中心频率分别为2.42GHz、3.51GHz、5.205GHz，3dB带宽分别为6.3％、4.5％、3.6％，带内差损分别为0.6dB、1.2dB、2.4dB，带内回波损耗分别为21dB、19dB、14dB。每个通带外有两个传输零点，改善了通带的选择性和隔离度。共模时，滤波器在整个通带频率内达到40dB以上的共模抑制。

设计的双频平衡双工器的频率和3dB带宽分别为(2.4GHz,8％)、(3.5GHz,8％)，四频段平衡双工器的频率和3dB带宽分别为(1.4GHz,8％)、(1.8GHz,9％)、(2.4GHz,8.5％)、(3.5GHz,10％)。

双频平衡双工器的结果如图9a、9b、9c所示，可以看到两个通带的中心频率分别为2.37GHz、3.47GHz，3dB带宽分别为7.9％、7.7％、，带内差损分别为0.56dB、0.8dB，带内回波损耗分别为23.8dB、17.8dB。每个通带外有两个传输零点，改善了通带的选择性，两个通带中心频率的隔离度分别为25dB、33dB。共模时，滤波器在整个通带频率内达到50dB以上的共模抑制和隔离度。

同理，四频平衡双工器的结果如图10a、10b、10c所示，可以看到四个通带的中心频率分别为1.37GHz、1.79GHz、2.32GHz、3.6GHz，3dB带宽分别为7.8％、8.8％、8.4％、9.6％，带内差损分别为0.73dB、0.75dB、0.9dB、2.2dB，带内回波损耗分别为18.36dB、26.8dB、22dB、14.8dB。每个通带外有多个传输零点，改善了通带的选择性，四个通带中心频率的隔离度分别为19.3dB、21.7dB、32dB、20dB。共模时，滤波器在整个通带频率内达到40dB以上的共模抑制和隔离度。

从上面可以看到，本发明提出的采用槽线耦合馈电带通单元的多频平衡滤波器和双工器可以实现实现高选择性、高共模抑制以及频率和带宽独立可控，值得推广。

以上所述之实施例子只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。

Claims (2)

1.一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元，其特征在于：所述槽线耦合馈电带通单元包括有镜像对称的第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口对，镜像对称的第一槽线谐振器和第二槽线谐振器及镜像对称的第一微带谐振器对和第二微带谐振器对；其中，所述第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口对与第一槽线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴，且该对称轴垂直于第一微带谐振器对和第二微带谐振器对的对称轴；所述第一差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第一输入输出端口和第二输入输出端口，该第一输入输出端口和第二输入输出端口与第一微带谐振器对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第一槽线谐振器在该对称轴上延伸，并经过上述第一差分输入输出端口对，与该第一差分输入输出端口对间存在微带馈线耦合部分；所述第二差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第三输入输出端口和第四输入输出端口，该第三输入输出端口和第四输入输出端口与第一微带谐振器对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第二槽线谐振器在该对称轴上延伸，并经过上述第二差分输入输出端口对，与该第二差分输入输出端口对间存在微带馈线耦合部分；所述第一微带谐振器对和第二微带谐振器对相连接，该第一微带谐振器对由镜像对称的第一微带谐振器和第二微带谐振器构成，且该第一微带谐振器和第二微带谐振器存在耦合部分，并与第一槽线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴，该第二微带谐振器对由镜像对称的第三微带谐振器和第四微带谐振器构成，且该第三微带谐振器和第四微带谐振器存在耦合部分，并与第一槽线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴。

2.根据权利要求1所述的一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元，其特征在于：所述槽线耦合馈电带通单元的通带性能主要由参数f₀、Q_e和K值确定，可由全波仿真推导：

$K=\frac{{f_u}^2-{f_l}^2}{{f_u}^2+{f_l}^2};$

式中，f₀、Q_e和K的确定可通过下式表示：

f₀＝f(L)

K＝f(W,L_s,G_s)

Q_e＝f(W₀,W₁,W,T₁,T₂,T₃)

其中，通带的频率f₀由微带谐振器对的长度L确定；对于耦合系数K，其参数主要由微带谐振器对的耦合部分宽度W、耦合长度L_s和耦合间距G_s确定；外部Q值主要由微带馈线耦合部分的宽度W₀、槽线谐振器的宽度W₁、槽线谐振器的位置参数T₁、T₂、T₃以及微带谐振器对的宽度W确定。