CN104734188A - 一种电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑，其包括DC/DC变换电路和DC/AC变换电路，所述DC/DC变换电路的输入端与光伏阵列相连，其输出端通过DC/AC变换电路连接至电网；DC/DC变换电路包括由第一电容C1、电感L、开关管、第二二极管D2以及第三电容C3组成的Boost变换器，DC/DC变换电路进一步包括一自举电路，自举电路包括第一二极管D1和第二电容C2。本发明电路能适应较低的光伏电压输入，通过DC/DC变换电路升压匹配逆变器直流母线工作电压等级，与常规Boost变换器相比，具有电压高增益、高升压比下开关管占空比不会过高导致控制系统不稳定等优点，非常适合于光伏逆变中的高电压变换。

Description

一种电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑

技术领域

本发明涉及光伏并网逆变器技术领域，具体涉及了一种适用于中小功率的电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑。

背景技术

目前太阳能光伏发电主要以并网发电为主，并网逆变器是光伏发电系统的核心部件，是太阳能电池与市电网的接口。在中小功率光伏并网逆变器中，由于输入电压较低，为了适应光伏阵列的宽电压输入，一般光伏并网逆变器设计成双级功率结构，前级DC/DC电路和后级DC/AC结构，前级DC/DC对输入太阳能电压进行变换，以满足后级并网逆变电路直流侧输入电压要求的电压等级并进行最大功率点跟踪控制。最为常见的是前级Boost升压变换器后级全桥电路的拓扑。由于Boost变换器开环传递函数存在右半平面零点，在开关占空比D>0.5时，会对系统瞬态响应产生影响，造成反馈系统设计难，系统难以稳定的问题。在产品设计中，对光伏并网逆变器的输入电压都有要求，比如单相并网逆变器的输入电压范围为150-550V，三相光伏并网逆变器输入电压范围为250-1000V，光伏阵列的最大功率跟踪电压也限制在一定范围之内，为了使前级Boost变换器工作稳定，使光伏阵列电压平稳，提高最大功率点跟踪精度，稳态下电路的升压比一般设计不大于2.5(D<0.6)，对于输入电压低不能满足逆变器最低电压的光伏阵列就不能工作了。因此，需要新的一种电路结构方案来拓宽并网逆变器的低电压工作范围，满足不同的光伏组件接入。

发明内容

本发明目的在于克服上述拓扑电路的不足，提出了一种电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑，其采取前级DC/DC升压变换器加上后级DC/AC逆变，升压变换器控制开关管在一个开关周期内的导通和关断，利用电感储能，二极管和电容的自举作用，使自举电容放电电压、电感电压和输入电压叠加，从而取得高的电压传输增益，满足在光伏输入较低下后级逆变工作电压要求。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

一种电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑，其包括DC/DC变换电路和DC/AC变换电路，所述DC/DC变换电路的输入端与光伏阵列相连，其输出端通过DC/AC变换电路连接至电网；

所述DC/DC变换电路包括由第一电容C1、电感L、开关管、第二二极管D2以及第三电容C3组成的Boost变换器，所述开关管为场效应管Q，第一电容C1的正负极分别对应连接至光伏阵列的正负极；所述电感L的一端连接至第一电容C1的正极，其另一端连接至场效应管Q的漏极，所述场效应管Q的源极连接至第一电容C1的负极；所述第三电容C3的正负极分别与DC/AC变换电路的输入端和第一电容C1的负极相连，所述第二二极管D2的正负极分别连接于第一电容的正极C1和第三电容C3的正极；

所述DC/DC变换电路进一步包括一自举电路，所述自举电路包括第一二极管D1和第二电容C2，其中，所述第一二极管D1的正极连接于第一电容C1的正极和电感L之间，所述第一二极管D1的负极连接至第二二极管D2的正极，所述第二电容C2的正极分别连接于第一二极管D1和第二二极管D2之间，所述第二电容C2的负极连接于场效应管Q的漏极。

所述DC/DC变换电路为非隔离型升压拓扑结构。

所述第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3均为高压大容量电解电容或者薄膜电容。

所述第三电容C3为多个电容并联，总容量在2000uF以上，作为光伏输出功率和并网功率的解耦。

所述电感L为低损耗、高磁通密度金属磁粉心电感。

所述第一二极管D1和第二二极管D2均为超快恢复二极管。

所述场效应管Q的栅极连接由微处理器驱动控制的开关驱动信号，该场效应管Q的开关频率为几十KHz到几百KHz。

所述的DC/AC变换电路为单相或三相的任意拓扑逆变结构，例如单相或三相全桥逆变电路，或者其它已有的拓扑电路。

本发明的工作原理为：

前级DC/DC变换电路：将光伏输出的低电压升压，符合并网逆变电路直流侧的电压要求。在一个开关周期内，场效应管Q导通时，输入电压加到电感L和第二电容C2，电感L电流线性增大，场效应管Q关断时，输入电压、电感L电压、第二电容C2电压叠加，为后级负载提供能量，因此可获得很高的电压传输增益。

后级DC/AC变换电路：负责将第三电容C3上的能量逆变向电网输送纯有功功率，同时稳定第三电容C3上的直流电压，其可采用目前已有的一些控制技术。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

1、前级DC/DC变换电路可实现远高于常规Boost变换器的电压传输增益，使更低电压的光伏输入成为可能。

2、在相同的电压传输增益下，该DC/DC变换电路工作的开关占空比更低，对前级功率变换控制、瞬态响应性能更好。

附图说明

图1为本发明并网逆变器主电路拓扑原理图；

图2为本发明前级DC/DC变换器场效应管Q导通时的电路图；

图3为本发明前级DC/DC变换器场效应管Q关断时的电路图；

图4为本发明前级DC/DC变换器与常规Boost变换器的电压传输增益图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明作进一步的说明。

图1给出了本发明并网逆变器主电路拓扑原理图。采用了由前级DC/DC变换电路和后级DC/AC变换电路组成的双级的功率拓扑结构，前级DC/DC变换电路采用非隔离型升压拓扑结构，其输入端与光伏阵列相连，对光伏阵列电压进行升压处理，并给第三电容C3充电，还实现光伏阵列的最大功率点跟踪控制功能。后级DC/AC变换电路为单相或三相全桥逆变拓扑结构，连接在前级DC/DC变换电路和电网之间，向电网输送纯有功功率，从而实现并网功率变换。

在本发明较佳的实施例中，DC/DC变换电路结合Boost变换器中通过电感储能升压以及自举电路中自举电容升压的原理，通过半导体开关器件的控制来实现输出-输入的高倍电压传输比，使更低电压的光伏输入成为可能。其中，Boost变换器包括第一电容C1、电感L、开关管、第二二极管D2以及第三电容C3。开关管采用场效应管Q，第一电容C1的正负极分别对应连接至光伏阵列的正负极；电感L的一端连接至第一电容C1的正极，其另一端连接至场效应管Q的漏极，场效应管Q的源极连接至第一电容C1的负极；第三电容C3的正负极分别与DC/AC变换电路的输入端和第一电容C1的负极相连，第二二极管D2的正负极分别连接于第一电容的正极C1和第三电容C3的正极；自举电路包括第一二极管D1和第二电容C2，其中，第一二极管D1的正极连接于第一电容C1的正极和电感L之间，第一二极管D1的负极连接至第二二极管D2的正极，第二电容C2的正极分别连接于第一二极管D1和第二二极管D2之间，第二电容C2的负极连接于场效应管Q的漏极。在一个开关周期内，场效应管Q导通时，输入电压加到电感L和第二电容C2，电感L电流线性增大，场效应管Q关断时，输入电压、电感L电压、第二电容C2电压叠加，为后级负载提供能量，因此可获得很高的电压传输增益。

结合图2和图3，图2为本实施例的前级DC/DC变换电路的场效应管Q导通时的电路图，图3是本实施例的前级DC/DC变换电路场效应管Q关断时的电路图。由于场效应管Q的开关频率很高(几十KHz到几百KHz)和第二电容C2容量较大，在一个开关周期T中可以认为第二电容C2的电压V_C2近似不变。

(1)在T_on＝DT(D为占空比)期间，场效应管Q导通，第一二极管D1导通，第二二极管D2截止，电感电流i_L增加Δi_L+，等效电路如图2所示，电路方程：

$V_i=V_L=L\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}=L\frac{{\mathrm{\&Delta;i}}_{L+}}{T_{\mathrm{on}}}---\left(1\right)$

V_i＝V_C2    (2)

(2)在T_off＝(1-D)T期间，场效应管Q关断，第一二极管D1截止，第二二极管D2导通，电感电流i_L减小Δi_L-，等效电路如图3所示，电路方程：

$V_L^{\&prime;}=L\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}=L\frac{{\mathrm{\&Delta;i}}_{L-}}{T_{\mathrm{off}}}---\left(3\right)$

V_i＝V_L′-V_C2+V_o    (4)

稳态运行时，在一个周期T中，电感电流i_L的增加量Δi_L+应等于其减少量Δi_L-，即有：

Δi_L++Δi_L-＝0    (5)

由上式(1)-(5)计算可得，输出、输入的电压传输增益M为：

$M=\frac{V_o}{V_i}=\frac{V_i-V_L^{\&prime;}+V_{C2}}{V_i}=\frac{V_L-V_L^{\&prime;}+V_L}{V_L}=\frac{2-D}{1-D}$

图4为本发明前级DC/DC变换器与常规Boost变换器的电压传输增益图。通过对比可以看出，本发明拓扑电路比常规Boost变换器具备更高的电压增益，不需要过大的占空比就可获得很理想的电压增益，有利于控制系统的参数设计。例如：三相光伏逆变器或者光伏水泵，逆变直流母线电压V_o为700V，太阳能板的输入电压范围为180-222V，电压传输增益M为3.15-3.88，占空比D为0.53-0.65，这些值都处于不错的变化范围之内，有利于控制系统的设计。

上列详细说明是针对本发明可行实施例的具体说明，该实施例并非用以限制本发明的专利范围，凡未脱离本发明所为的等效实施或变更，均应包含于本案的专利范围中。

Claims (9)

1.一种电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑，其包括DC/DC变换电路和DC/AC变换电路，所述DC/DC变换电路的输入端与光伏阵列相连，其输出端通过DC/AC变换电路连接至电网；其特征在于：

所述DC/DC变换电路包括由第一电容C1、电感L、开关管、第二二极管D2以及第三电容C3组成的Boost变换器，所述开关管为场效应管Q，第一电容C1的正负极分别对应连接至光伏阵列的正负极；所述电感L的一端连接至第一电容C1的正极，其另一端连接至场效应管Q的漏极，所述场效应管Q的源极连接至第一电容C1的负极；所述第三电容C3的正负极分别与DC/AC变换电路的输入端和第一电容C1的负极相连，所述第二二极管D2的正负极分别连接于第一电容的正极C1和第三电容C3的正极；

所述DC/DC变换电路进一步包括一自举电路，所述自举电路包括第一二极管D1和第二电容C2，其中，所述第一二极管D1的正极连接于第一电容C1的正极和电感L之间，所述第一二极管D1的负极连接至第二二极管D2的正极，所述第二电容C2的正极分别连接于第一二极管D1和第二二极管D2之间，所述第二电容C2的负极连接于场效应管Q的漏极。

2.根据权利要求1所述的电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑，其特征在于：所述DC/DC变换电路为非隔离型升压拓扑结构。

3.根据权利要求1所述的一种电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑，其特征在于：所述第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3均为高压大容量电解电容或者薄膜电容。

4.根据权利要求1或3所述的一种电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑，其特征在于：所述第三电容C3为多个电容并联，作为逆变器的功率解耦电容。

5.根据权利要求4所述的一种电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑，其特征在于：所述第三电容C3的总容量在2000uF以上。

6.根据权利要求1所述的电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑，其特征在于：所述电感L为低损耗、高磁通密度金属磁粉心电感。

7.根据权利要求1所述的电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑，其特征在于，所述第一二极管D1和第二二极管D2均为超快恢复二极管。

8.根据权利要求1所述的电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑，其特征在于，所述场效应管Q的栅极接由微处理器驱动控制的开关驱动信号，该场效应管Q的开关频率为几十KHz到几百KHz。

9.根据权利要求1所述的一种电压高增益光伏并网逆变器主电路拓扑，其特征在于：所述的DC/AC变换电路为单相或三相的任意拓扑逆变结构。