CN104636625A - 串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法 - Google Patents

Abstract

一种串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，所述方法包括步骤：A、建立串联绕线型转子无刷双馈电机二维磁场模型；B、建立串联绕线型转子无刷双馈电机的定子电路模型；C、建立串联绕线型转子无刷双馈电机的转子电路模型；D、建立串联绕线型转子无刷双馈电机的机械运动模型；E、联立串联绕线型转子无刷双馈电机二维磁场模型、定子电路模型、转子电路模型和机械运动模型，建立串联绕线型转子无刷双馈电机场-路-运动耦合时步模型并求解。利用本发明的串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，能够综合多种非线性因素的影响，更接近实际串联绕线型转子无刷双馈电机运行状态，提高了串联绕线型转子无刷双馈电机动态分析的准确性。

Description

串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法

技术领域

本发明涉及电力系统设备分析领域，特别涉及到基于多物理量耦合的电力设备分析技术。

背景技术

在变频调速系统中，目前主要采用传统笼型感应电机，为了整个调速系统安全可靠运行，所配用变频器容量要大于电机的额定容量，而变频器造价一般高出同容量电机数倍。上世纪八十年代发展起来的无刷双馈电机能够实现以较小容量变频器对大功率高压电机变频调速控制，显著降低整个调速系统成本。并且无刷双馈电机由于不需要电刷滑环装置，在稳定性和维护成本上大大提高。因此无刷双馈电机的出现弥补了异步电机的不足，特别适合大功率的风机水泵调速系统，是一种很有前景的中、高压电机节能调速方案。

无刷双馈电机定子上有两套绕组与电网之间实现能量流动，分别为p对极功率绕组和q对极控制绕组。功率绕组直接由电网供电或者高压电源供电，控制绕组由通用低压变频器供电并且只需由连接到电网的变频器提供或者吸收“转差功率”，不仅降低整个调速系统的成本，而且与有刷双馈变频调速系统相比，实现电机的无刷化，如果在运行中变频器及其相关装置发生故障，电机可由自动切换开关切至常规电机作恒速运行，而无需停机，提高电机运行的安全可靠性。

由于无刷双馈电机在一个定子上安装两套极对数不同的对称分布交流绕组，气隙中会产生两种不同极对数的基波磁场，需要通过转子的磁场调制作用实现机电能量转换。无刷双馈电机转子常采用回路式笼型、磁阻转子或者绕线三种结构型式。其中回路式笼型转子加工制造容易，成本低廉，但其转子导体利用率低，谐波含量大；磁阻转子具有交轴磁阻大、可靠性高、磁场极数转换效率较高等优点，但它的制造工艺复杂从而使制造成本增加；绕线式转子绕组接线方式灵活，线圈与节距均可调，主要目的是可提高主要极对数磁场绕组系数并消弱谐波，但制造成本略高。由剑桥大学Richard McMahon最新提出的一种串联绕线式转子，继承了笼型转子与绕线型转子的优点。该转子等效极数和相数为p+q，每个极下由绕线串联连接构成类似笼型巢式短接回路。既避免了转子采用三相绕线的复杂性和转子铜耗过多的特点，又避免了笼型转子内环导条利用率低的特点。串联绕线型转子无刷双馈电机有利于大功率的制造，具有广阔的应用前景。

但是由于串联绕线型转子无刷双馈电机电磁特性复杂，现有技术中缺少对于串联绕线型转子无刷双馈电机进行多种物理量耦合的有效分析模型和分析方法，因此阻碍了串联绕线型转子无刷双馈电机的实用化进程。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于克服现有技术中串联绕线型转子无刷双馈电机磁路分析模型的不足，提出串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，本发明中的串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法特别适用于这类电机内部磁场分布复杂、时空谐波含量极其丰富的串联绕线型转子无刷双馈电机研究。

为了实现此目的，本发明采取的技术方案为如下。

一种串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，所述方法包括：

A、建立串联绕线型转子无刷双馈电机二维磁场模型；

B、建立串联绕线型转子无刷双馈电机的定子电路模型；

C、建立串联绕线型转子无刷双馈电机的转子电路模型；

D、建立串联绕线型转子无刷双馈电机的机械运动模型；

E、联立串联绕线型转子无刷双馈电机二维磁场模型、定子电路模型、转子电路模型和机械运动模型，建立串联绕线型转子无刷双馈电机场-路-运动耦合时步模型并求解。

在步骤A中，所述串联绕线型转子无刷双馈电机二维磁场模型为：

$\left\{\begin{array}{c}G:\frac{\∂}{\∂x}\left(\frac{1}{\mathrm{\μ}}\frac{\∂A}{\∂x}\right)+\frac{\∂}{\∂y}\left(\frac{1}{\mathrm{\μ}}\frac{\∂A}{\∂y}\right)=-J_s\\ \mathrm{\Γ}:A=0\end{array}\right.,$

其中，A为矢量磁位；μ为磁导率；G为求解区域；Γ为定子铁心外圆边界；J_s为传导电流密度，在铁心和气隙中J_s＝0，在定子功率绕组中在定子控制绕组中在转子绕组中其中N_sp、N_sc和N_r分别为定子功率绕组、控制绕组和转子绕组某相串联总匝数，I_sp、I_sc和I_r分别为定子功率绕组、控制绕组和转子绕组某相电流瞬时值，S_sp、S_sc和S_r分别为定子功率绕组、控制绕组和转子绕组某相流出端或流入端的槽面积总和。

在步骤B中，建立串联绕线型转子无刷双馈电机的定子电路模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{sp}}*I_{\mathrm{sp}}+M_p*\frac{\∂A}{\∂t}+L_{\mathrm{\σsp}}*\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{sp}}}{\mathrm{dt}}=U_{\mathrm{sp}}\\ R_{\mathrm{sc}}*I_{\mathrm{sc}}+M_c*\frac{\∂A}{\∂t}+L_{\mathrm{\σsc}}*\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{dt}}=U_{\mathrm{sc}}\end{array}\right.,$

其中A为矢量磁位，U_sp、U_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组电压组成的列向量，I_sp、I_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组电流组成的列向量，R_sp、R_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组的电阻矩阵，L_σsp、L_σsc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组的漏感矩阵，M_p、M_c为分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组感应电动势对应的系数矩阵。

在步骤C中，建立串联绕线型转子无刷双馈电机的转子电路模型为：

$R_r*I_r+N*\frac{\∂A}{\∂t}+I_{\mathrm{\σr}}*\frac{d{I}_r}{\mathrm{dt}}=0,$

其中，A为矢量磁位，I_r为转子p+q相绕组电流组成的列向量，R_r、L_σr分别为转子p+q相绕组的电阻矩阵和电感系数矩阵，N为转子p+q相绕组感应电动势对应的系数矩阵，p为功率绕组对极数，q为控制绕组对极数。

在步骤D中，建立串联绕线型转子无刷双馈电机的机械运动模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{A}^T\mathrm{HA}-J_m\frac{\mathrm{d\Ω}}{\mathrm{dt}}=T_m\\ \mathrm{\Ω}-\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}=0\end{array}\right.,$

其中A为矢量磁位，T_m为负载转矩，Ω为转子机械角速度，θ为转子位置角，J_m为电机转子及负载的转动惯量，H为向量磁位表示的电磁转矩二次型矩阵。

另外，步骤E中，建立串联绕线型转子无刷双馈电机场-路-运动耦合时步模型为：

$\left[\begin{array}{cccccc}K& S_p& S_c& B& 0& 0\\ 0& R_{\mathrm{sp}}& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& R_{\mathrm{sc}}& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& R_r& 0& 0\\ A^{T}H& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}A\\ I_{\mathrm{sp}}\\ I_{\mathrm{sc}}\\ I_r\\ \mathrm{\Ω}\\ \mathrm{\θ}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cccccc}0& 0& 0& 0& 0& 0\\ M_p& L_{\mathrm{\σsp}}& 0& 0& 0& 0\\ M_c& 0& L_{\mathrm{\σsc}}& 0& 0& 0\\ N& 0& 0& L_{\mathrm{\σr}}& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& -J_m& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& -1\end{array}\right]\frac{\∂}{\∂t}\left[\begin{array}{c}A\\ I_{\mathrm{sp}}\\ I_{\mathrm{sc}}\\ I_r\\ \mathrm{\Ω}\\ \mathrm{\θ}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ U_{\mathrm{sp}}\\ U_{\mathrm{sc}}\\ 0\\ T_m\\ 0\end{array}\right],$

其中A为矢量磁位，I_sp、I_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组电流组成的列向量，I_r为转子p+q相绕组电流组成的列向量，Ω为转子机械角速度，θ为转子位置角；

U_sp、U_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组电压组成的列向量，T_m为负载转矩；

K为节点向量磁位系数矩阵，S_p、S_c和B为定、转子电流对应的系数矩阵；R_sp、R_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组的电阻矩阵，L_σsp、L_σsc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组的漏感矩阵，M_p、M_c为分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组感应电动势对应的系数矩阵；R_r、L_σr分别为转子p+q相绕组的电阻矩阵和电感系数矩阵，N为p+q相转子绕组感应电动势对应的系数矩阵，p为功率绕组对极数，q为控制绕组对极数；J_m为电机转子及负载的转动惯量，H为向量磁位表示的电磁转矩二次型矩阵。

通过采用本发明所包括的串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，能够实现以下有益效果：

1.通过有限元方法分析串联绕线型转子无刷双馈电机，可以综合考虑磁场的饱和、定转子铁心的涡流效应、高次谐波等非线性因素的影响，更接近串联绕线型转子无刷双馈电机实际运行状态，提高了串联绕线型转子无刷双馈电机动态分析的准确性。

2.通过有限元可以分析异步、同步和调速等不同运行方式下串联绕线型转子无刷双馈电机齿、轭部等不同位置的时空谐波分布特点。

3.通过有限元可以研究定转子槽口高度和宽度、槽肩角等槽型尺寸，以及槽极数配合等结构材料参数在不同运行方式下对串联绕线型转子无刷双馈电机动态特性和稳态运行性能的影响。

附图说明

图1是本发明串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法的流程图。

图2是本发明涉及的极数为p+q＝5的串联绕线型转子无刷双馈电机转子连接示意图。

图3为本发明第一实施例中串联绕线型转子无刷双馈电机功率绕组励磁且控制绕组短接时，基于时步有限元分析的异步起动转速曲线示意图。

图4为本发明第二实施例中基于时步有限元分析的串联绕线型转子无刷双馈电机异步稳定运行时刻气隙磁密谐波含量示意图。

图5为本发明第三实施例中串联绕线型转子无刷双馈电机功率绕组励磁且控制绕组与功率绕组相同相序励磁时，基于时步有限元分析的超同步运行转速曲线示意图。

图6为本发明第四实施例中用于比较分析的回路式笼型转子无刷双馈电机异步起动过程中某一巢内最内和最外环转子导条电流示意图。

图7为本发明第四实施例中串联绕线型转子无刷双馈电机异步起动过程中转子某一相串联绕组电流示意图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明作详细说明。

以下公开详细的示范实施例。然而，此处公开的具体结构和功能细节仅仅是出于描述示范实施例的目的。

然而，应该理解，本发明不局限于公开的具体示范实施例，而是覆盖落入本公开范围内的所有修改、等同物和替换物。在对全部附图的描述中，相同的附图标记表示相同的元件。

同时应该理解，如在此所用的术语“和/或”包括一个或多个相关的列出项的任意和所有组合。另外应该理解，当部件或单元被称为“连接”或“耦接”到另一部件或单元时，它可以直接连接或耦接到其他部件或单元，或者也可以存在中间部件或单元。此外，用来描述部件或单元之间关系的其他词语应该按照相同的方式理解(例如，“之间”对“直接之间”、“相邻”对“直接相邻”等)。

如图1所示，本发明实施方式中的串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法包括步骤：

A、建立串联绕线型转子无刷双馈电机二维磁场模型；

B、建立串联绕线型转子无刷双馈电机的定子电路模型；

C、建立串联绕线型转子无刷双馈电机的转子电路模型；

D、建立串联绕线型转子无刷双馈电机的机械运动模型；

E、联立串联绕线型转子无刷双馈电机二维磁场模型、定子电路模型、转子电路模型和机械运动模型，建立串联绕线型转子无刷双馈电机场-路-运动耦合时步模型并求解。

以下分别说明各个实施方式，在一个实施方式的步骤A中，由于该电机转子采用绕线型，因此除了铁心和定子绕组外，转子绕组中的涡流效应也可忽略。因此所述串联绕线型转子无刷双馈电机二维磁场模型为：

$\left\{\begin{array}{c}G:\frac{\∂}{\∂x}\left(\frac{1}{\mathrm{\μ}}\frac{\∂A}{\∂x}\right)+\frac{\∂}{\∂y}\left(\frac{1}{\mathrm{\μ}}\frac{\∂A}{\∂y}\right)=-J_s\\ \mathrm{\Γ}:A=0\end{array}\right.,$

其中，A为矢量磁位；μ为磁导率；G为求解区域；Γ为定子铁心外圆边界；J_s为传导电流密度，在铁心和气隙中J_s＝0，在定子功率绕组中在定子控制绕组中在转子绕组中其中N_sp、N_sc和N_r分别为定子功率绕组、控制绕组和转子绕组某相串联总匝数，I_sp、I_sc和I_r分别为定子功率绕组、控制绕组和转子绕组某相电流瞬时值，S_sp、S_sc和S_r分别为定子功率绕组、控制绕组和转子绕组某相流出端或流入端的槽面积总和。

将该磁场模型表示为矩阵形式为：

$\left[\begin{array}{cccc}K& S_p& S_c& B\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}A\\ I_{\mathrm{sp}}\\ I_{\mathrm{sc}}\\ I_r\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 0& 0\end{array}\right]\frac{\∂}{\∂t}\left[\begin{array}{c}A\\ I_{\mathrm{sp}}\\ I_{\mathrm{sc}}\\ I_r\end{array}\right]=0,$

其中K为节点向量磁位系数矩阵，S_p、S_c和B为定、转子电流对应的系数矩阵。

在另一个实施方式的步骤B中，串联绕线型转子无刷双馈电机一个定子铁心上包括p对极的三相对称功率绕组和q对极的三相对称控制绕组，因此建立串联绕线型转子无刷双馈电机的定子电路模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{sp}}*I_{\mathrm{sp}}+M_p*\frac{\∂A}{\∂t}+L_{\mathrm{\σsp}}*\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{sp}}}{\mathrm{dt}}=U_{\mathrm{sp}}\\ R_{\mathrm{sc}}*I_{\mathrm{sc}}+M_c*\frac{\∂A}{\∂t}+L_{\mathrm{\σsc}}*\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{dt}}=U_{\mathrm{sc}}\end{array}\right.,$

其中A为矢量磁位，U_sp、U_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组电压组成的列向量，I_sp、I_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组电流组成的列向量，R_sp、R_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组的电阻矩阵，L_σsp、L_σsc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组的漏感矩阵，M_p、M_c为分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组感应电动势对应的系数矩阵。

对于串联绕线型转子无刷双馈电机，功率绕组一般直接与工频电网电源连接，控制绕组需按照异步、同步或调速运行要求进行连接，不同连接方式对应不同U_sc。

在另一个实施方式的步骤C中，串联绕线型转子具有绕线和串联两个特点，即用绕线代替笼型导条，并且一个回路内所有绕线串联。串联绕线型转子电路方程，不需要像笼型转子考虑涡流效应，又不同于普通三相绕线型方程。串联绕线型转子由p+q个串联的绕线组组成，转子等效相数和极数都为p+q，因此建立串联绕线型转子无刷双馈电机的转子电路模型为：

$R_r*I_r+N*\frac{\∂A}{\∂t}+I_{\mathrm{\σr}}*\frac{d{I}_r}{\mathrm{dt}}=0,$

其中，I_r为转子p+q相绕组电流组成的列向量，R_r、L_σr分别为转子p+q相绕组的电阻矩阵和电感系数矩阵，N为转子p+q相绕组感应电动势对应的系数矩阵。

另一实施方式的步骤D中，建立串联绕线型转子无刷双馈电机的机械运动模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{A}^T\mathrm{HA}-J_m\frac{\mathrm{d\Ω}}{\mathrm{dt}}=T_m\\ \mathrm{\Ω}-\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}=0\end{array}\right.,$

其中T_m为负载转矩，Ω为转子机械角速度，θ为转子位置角，J_m为电机转子及负载的转动惯量，H为向量磁位表示的电磁转矩二次型矩阵。

本发明实施方式采用运动边界插值法处理转子运动问题。运动边界插值法将电机气隙用一条圆弧分割开来，圆弧外的部分属于定子区域，圆弧内的部分属于转子区域。定子坐标系固定在定子上不转动，转子坐标系固定在转子上随转子一同旋转，两个坐标系下的场通过气隙中心线上的点进行耦合。运动边界插值法对电机气隙剖分的要求较低，增加了剖分和编程的灵活性；由于转子旋转过程中各单元网格形状保持不变，避免了重剖分法中网格畸变对计算精度造成的不利影响。

在步骤E中，联立步骤A～D中的串联绕线型转子无刷双馈电机磁场方程、定子电路方程、转子电路方程及转子机械运动方程，以A、I_sp、I_sc、I_r、Ω和θ为状态变量，以U_sp、U_sc和T_m为激励建立串联绕线型转子无刷双馈电机场-路-运动耦合时步模型为：

$\left[\begin{array}{cccccc}K& S_p& S_c& B& 0& 0\\ 0& R_{\mathrm{sp}}& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& R_{\mathrm{sc}}& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& R_r& 0& 0\\ A^{T}H& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}A\\ I_{\mathrm{sp}}\\ I_{\mathrm{sc}}\\ I_r\\ \mathrm{\Ω}\\ \mathrm{\θ}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cccccc}0& 0& 0& 0& 0& 0\\ M_p& L_{\mathrm{\σsp}}& 0& 0& 0& 0\\ M_c& 0& L_{\mathrm{\σsc}}& 0& 0& 0\\ N& 0& 0& L_{\mathrm{\σr}}& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& -J_m& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& -1\end{array}\right]\frac{\∂}{\∂t}\left[\begin{array}{c}A\\ I_{\mathrm{sp}}\\ I_{\mathrm{sc}}\\ I_r\\ \mathrm{\Ω}\\ \mathrm{\θ}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ U_{\mathrm{sp}}\\ U_{\mathrm{sc}}\\ 0\\ T_m\\ 0\end{array}\right],$

所述基于场-路-运动耦合时步串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，可以通过改变控制绕组激励，分析串联绕线型转子无刷双馈电机异步、同步或调速运行方式下的电机内部时空谐波磁场。

以下通过几个具体实施例来说明本发明的有益效果。

实施例1

以功率绕组极对数p＝4，控制绕组极对数q＝1的串联绕线型转子串联绕线型转子无刷双馈电机为例，图1为串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法的流程图，图2为极数为p+q＝5的转子连接示意图。首先建立串联绕线型转子无刷双馈电机二维模型并进行剖分，之后定义各结构部分的材料属性，设置激励条件和步长，联立求解磁场模型，定转子电路模型和转子运动模型，即场-路-运动耦合时步有限元模型。若三相控制绕组直接短接，电机实现自起动和异步运行，控制绕组电路模型右端的电压激励U_sc为零。

图3为基于场-路-运动耦合时步有限元分析的串联绕线型转子无刷双馈电机异步起动转速曲线示意图。可见串联绕线型转子无刷双馈电机满足一般无刷双馈电机异步起动的特点，电机稳定运行在自然同步速n_r0＝600r/min附近，n_r0＝f_p/(p+q)。f_p为功率绕组电流频率，一般为工频50Hz。通过分析结果可知，本发明提供的串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，可以分析得到计及饱和、谐波等非线性因素影响下的串联绕线型转子无刷双馈电机异步动态运行性能。

实施例2

仍以功率绕组极对数p＝4，控制绕组极对数q＝1的串联绕线型转子无刷双馈电机为例，与实施例1的区别在于，实施例2用于分析串联绕线型转子无刷双馈电机异步稳定运行时刻气隙磁密谐波含量，如图4所示。可以看出，磁场除含有激励绕组对应的4对极谐波，还含有与控制绕组对应的1对极谐波，表明串联绕线型转子很好的实现了“极数转换器”的功能。通过分析结果可知，本发明提供的串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，可用于分析电机内部时空谐波分布特点。

实施例3

仍以功率绕组极对数p＝4，控制绕组极对数q＝1的串联绕线型转子无刷双馈电机为例，与实施例1的区别在于，实施例3用于分析串联绕线型转子无刷双馈电机超同步运行性能。控制绕组由变频电源供电时，电机实现双馈调速运行，且当两套定子绕组电源相序相同时，电机超同步调速运行。调速运行时，控制绕组电路模型右端的电压激励U_sc的幅值由变频电源决定，以变频电源电压幅值为100V，频率f_c为20Hz为例，基于场-路-运动耦合时步有限元分析的串联绕线型转子无刷双馈电机超同步运行转速曲线如图5所示。由图5可见，在1.8s控制绕组接变频电源调速，2.1s开始稳定，电机转速为n_r＝840r/min，符合转子转速计算公式n_r＝(f_p+f_c)/(p+q)，表明串联绕线型转子无刷双馈电机有很好的调速特性。通过分析结果可知，本发明提供的串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，可以分析得到计及饱和、谐波等非线性因素影响下的串联绕线型转子无刷双馈电机超同步动态运行性能。

实施例4

仍以功率绕组极对数p＝4，控制绕组极对数q＝1的串联绕线型转子无刷双馈电机为例，与实施例1的区别在于，实施例4对比分析了串联绕线型转子无刷双馈电机与回路式笼型转子无刷双馈电机异步起动过程中转子电流，两种电机模型只是转子类型不同。在图6中，给出了回路式笼型一个转子巢内的最内和最外环导条电流；在图7中，给出了一相串联绕线型转子绕组电流。可以看出，串联绕线型转子起动电流远低于笼型转子起动电流，同时串联绕线型转子还避免了笼型转子内环导条利用率低这一缺点。

通过分析结果可知，本发明提供的串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，可以准确地分析无刷双馈电机采用串联绕线型转子的优越性。

需要说明的是，上述实施方式仅为本发明较佳的实施方案，不能将其理解为对本发明保护范围的限制，在未脱离本发明构思前提下，对本发明所做的任何微小变化与修饰均属于本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，所述方法包括：

A、建立串联绕线型转子无刷双馈电机二维磁场模型；

B、建立串联绕线型转子无刷双馈电机的定子电路模型；

C、建立串联绕线型转子无刷双馈电机的转子电路模型；

D、建立串联绕线型转子无刷双馈电机的机械运动模型；

E、联立串联绕线型转子无刷双馈电机二维磁场模型、定子电路模型、转子电路模型和机械运动模型，建立串联绕线型转子无刷双馈电机场-路-运动耦合时步模型并求解。

2.根据权利要求1中所述的串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，其特征在于，步骤A中，所述串联绕线型转子无刷双馈电机二维磁场模型为：

$\left\{\begin{array}{c}G:\frac{\∂}{\∂x}\left(\frac{1}{\mathrm{\μ}}\frac{\∂A}{\∂x}\right)+\frac{\∂}{\∂y}\left(\frac{1}{\mathrm{\μ}}\frac{\∂A}{\∂y}\right)=-J_s\\ \mathrm{\Γ}:A=0\end{array}\right.,$

其中，A为矢量磁位；μ为磁导率；G为求解区域；Γ为定子铁心外圆边界；J_s为传导电流密度，在铁心和气隙中J_s＝0，在定子功率绕组中在定子控制绕组中在转子绕组中其中N_sp、N_sc和N_r分别为定子功率绕组、控制绕组和转子绕组某相串联总匝数，I_sp、I_sc和I_r分别为定子功率绕组、控制绕组和转子绕组某相电流瞬时值，S_sp、S_sc和S_r分别为定子功率绕组、控制绕组和转子绕组某相流出端或流入端的槽面积总和。

3.根据权利要求1中所述的串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，其特征在于，步骤B中，建立串联绕线型转子无刷双馈电机的定子电路模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{sp}}*I_{\mathrm{sp}}+M_p*\frac{\∂A}{\∂t}+L_{\mathrm{\σsp}}*\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{sp}}}{\mathrm{dt}}=U_{\mathrm{sp}}\\ R_{\mathrm{sc}}*I_{\mathrm{sc}}+M_c*\frac{\∂A}{\∂t}+l_{\mathrm{\σsc}}*\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{dt}}=U_{\mathrm{sc}}\end{array}\right.,$

其中A为矢量磁位，U_sp、U_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组电压组成的列向量，I_sp、I_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组电流组成的列向量，R_sp、R_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组的电阻矩阵，L_σsp、L_σsc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组的漏感矩阵，M_p、M_c为分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组感应电动势对应的系数矩阵。

4.根据权利要求1中所述的串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，其特征在于，步骤C中，建立串联绕线型转子无刷双馈电机的转子电路模型为：

$R_r*I_r+N*\frac{\∂A}{\∂t}+L_{\mathrm{\σr}}*\frac{{\mathrm{dI}}_r}{\mathrm{dt}}=0,$

其中，A为矢量磁位，I_r为转子p+q相绕组电流组成的列向量，R_r、L_σr分别为转子p+q相绕组的电阻矩阵和电感系数矩阵，N为转子p+q相绕组感应电动势对应的系数矩阵，p为功率绕组对极数，q为控制绕组对极数。

5.根据权利要求1中所述的串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，其特征在于，步骤D中，建立串联绕线型转子无刷双馈电机的机械运动模型为：

$\left\{\begin{array}{c}{A}^T\mathrm{HA}-J_m\frac{\mathrm{d\Ω}}{\mathrm{dt}}=T_m\\ \mathrm{\Ω}-\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}=0\end{array}\right.,$

其中A为矢量磁位，T_m为负载转矩，Ω为转子机械角速度，θ为转子位置角，J_m为电机转子及负载的转动惯量，H为向量磁位表示的电磁转矩二次型矩阵。

6.根据权利要求1中所述的串联绕线型转子无刷双馈电机分析方法，其特征在于，步骤E中，建立串联绕线型转子无刷双馈电机场-路-运动耦合时步模型为：

$\left[\begin{array}{cccccc}K& S_p& S_c& B& 0& 0\\ 0& R_{\mathrm{sp}}& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& R_{\mathrm{sc}}& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& R_r& 0& 0\\ A^{T}H& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}A\\ I_{\mathrm{sp}}\\ I_{\mathrm{sc}}\\ I_r\\ \mathrm{\Ω}\\ \mathrm{\θ}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cccccc}0& 0& 0& 0& 0& 0\\ M_p& L_{\mathrm{\σsp}}& 0& 0& 0& 0\\ M_c& 0& L_{\mathrm{\σsc}}& 0& 0& 0\\ N& 0& 0& L_{\mathrm{\σr}}& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& {-J}_m& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& -1\end{array}\right]\frac{\∂}{\∂t}\left[\begin{array}{c}A\\ I_{\mathrm{sp}}\\ I_{\mathrm{sc}}\\ I_r\\ \mathrm{\Ω}\\ \mathrm{\θ}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ U_{\mathrm{sp}}\\ U_{\mathrm{sc}}\\ 0\\ T_m\\ 0\end{array}\right],$

其中A为矢量磁位，I_sp、I_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组电流组成的列向量，I_r为转子p+q相绕组电流组成的列向量，Ω为转子机械角速度，θ为转子位置角；

U_sp、U_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组电压组成的列向量，T_m为负载转矩；

K为节点向量磁位系数矩阵，S_p、S_c和B为定、转子电流对应的系数矩阵；R_sp、R_sc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组的电阻矩阵，L_σsp、L_σsc分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组的漏感矩阵，M_p、M_c为分别为定子三相功率绕组和三相控制绕组感应电动势对应的系数矩阵；R_r、L_σr分别为转子p+q相绕组的电阻矩阵和电感系数矩阵，N为p+q相转子绕组感应电动势对应的系数矩阵，p为功率绕组对极数，q为控制绕组对极数；J_m为电机转子及负载的转动惯量，H为向量磁位表示的电磁转矩二次型矩阵。