CN104635832B - 一种阻抗变换电路 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及电力电子技术，公开了一种阻抗变换电路。本发明中，阻抗变换电路包含电源E、电源内阻R0、等效电阻R和负载RL；其中，电源内阻R0的阻值大于负载RL的阻值；电源内阻R0的一端与电源的正极相连，另一端与等效电阻R的一端相连；等效电阻R的另一端与负载RL的一端相连；负载RL的另一端与阻抗变换电路的最低电位相连；其中，电源的负极为最低电位；等效电阻R检测电源的输出功率，并根据输出功率调节等效电阻R的阻值；其中，电源内阻R0的阻值等于调节后的等效电阻R与负载RL的阻值之和。在本发明中，将等效电阻串联在回路中，使得明显降低了系统成本，极大地提高了系统效率。
Description
技术领域
本发明涉及电子电力技术，特别涉及阻抗变换电路。
背景技术
在太阳能发电领域，源输出阻抗与负载输入阻抗相匹配，可以使功率传输达到最大，功率损失降低。但是，在光伏发电中，光伏板的高输出阻抗（因其为恒流源）同负载的低输入阻抗（极端情况：负载为电瓶，输入阻抗为0）不匹配引起光伏能量不能完全传输至负载。
目前，解决上述问题的方法是利用升压（BOOST）型最大功率点跟踪（MaximumPower Point Tracking，简称MPPT）方式。但是，BOOST型MPPT电路并联在功率传输回路中，如图1所示，需全额处理光伏板能量，带来储能电抗器件体积成本的巨大，功率开关器件的应力要求增加。
在图1中，101为电源E，102为电源内阻R0，103为光伏板，104为电感，105为负载RL,，106为第九二极管，107为第七N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管，108为第三微处理器，109为电容。其中，第七N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管与第三微处理器组成BOOST型MPPT电路，并联在回路中。
另外，BOOST型MPPT电路的主开关元件并联在回路中，若其发生损坏，可导致系统发生短路，产生大电流引起系统其它部分损坏及火灾等严重后果。
发明内容
本发明的目的在于提供一种阻抗变换电路，使得明显降低了系统成本，极大地提高了系统效率。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种阻抗变换电路，包含：电源E、电源内阻R0、等效电阻R和负载RL；
其中，所述电源内阻R0的阻值大于所述负载RL的阻值；
所述电源内阻R0的一端与所述电源的正极相连，另一端与所述等效电阻R的一端相连；所述等效电阻R的另一端与所述负载RL的一端相连；所述负载RL的另一端与所述阻抗变换电路的最低电位相连；其中，所述电源的负极为所述最低电位；
所述等效电阻R检测所述电源的输出功率，并根据所述输出功率调节所述等效电阻R的阻值；其中，所述电源内阻R0的阻值等于调节后的所述等效电阻R与所述负载RL的阻值之和。
本发明实施方式相对于现有技术而言，是将进行最大功率点跟踪的等效电阻串联在阻抗变换电路的回路中。该阻抗变换电路包含电源E、电源内阻R0、等效电阻R和负载RL；其中，电源内阻R0的阻值大于负载RL的阻值，在不包含等效电阻的情况下，电源的输出阻抗与负载的输入阻抗不匹配，造成电源的输出功率的损失。为使电源输出功率达到最大，在该电路中串联入等效电阻R对电源的输出功率进行最大功率点的跟踪。具体地说，电源内阻R0的一端与电源的正极相连，另一端与等效电阻R的一端相连；等效电阻R的另一端与负载RL的一端相连；负载RL的另一端与阻抗变换电路的最低电位相连；其中，电源的负极为所述最低电位。等效电阻R检测电源的输出功率，并根据输出功率调节等效电阻R的阻值；其中，电源内阻R0的阻值等于调节后的等效电阻R与负载RL的阻值之和。当电源内阻R0的阻值等于等效电阻R与负载RL的阻值之和时，电源的输出功率最大，为其中，Pmax为电源的最大输出功率，U为电源电压，R0为电源内阻。由于是将等效电阻R串联在回路中，等效电阻就不是处理电源输出的全部功率，而是处理等效电阻本身吸收的功率，使得明显降低了系统成本，极大地提高了系统效率。另外，等效电阻串联在回路中，使得有效地避免了等效电阻短路时电路其他部分的损坏以及产生的大电流导致的火灾等严重的后果。
另外，等效电阻R为直流-直流变换器。直流-直流变换器是现有的成熟技术，保证了本发明实施方式的可行性。
另外，等效电阻R为全桥直流-直流变换器。全桥直流-直流变换器是现有的成熟技术，保证了本发明实施方式的可行性。
另外，等效电阻R为推挽直流-直流变换器。推挽直流-直流变换器是现有的成熟技术，保证了本发明实施方式的可行性。
附图说明
图1是根据现有技术中的升压型最大功率点跟踪电路的电路图；
图2是根据本发明第一实施方式的阻抗变换电路的电路图；
图3是根据本发明第二实施方式的阻抗变换电路的电路图；
图4是根据本发明第三实施方式的阻抗变换电路的电路图；
图5是根据本发明第四实施方式的阻抗变换电路的电路图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施方式进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本发明各实施方式中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本申请各权利要求所要求保护的技术方案。
本发明的第一实施方式涉及一种阻抗变换电路，具体如图2所示，包含电源E、电源内阻R0、等效电阻R和负载RL。
在图2中，101为电源E，102为电源内阻R0，103为光伏板，201为等效电阻R，105为负载RL。
其中，电源内阻R0的阻值大于负载RL的阻值，且电源内阻R0的阻值远大于负载RL的阻值。需要说明的是，在本实施方式中，电源E、电源内阻R0等效于太阳能光伏板。
电源内阻R0的一端与电源的正极相连，另一端与等效电阻R的一端相连；等效电阻R的另一端与负载RL的一端相连；负载RL的另一端与阻抗变换电路的最低电位相连；其中，电源的负极为最低电位。
等效电阻R检测电源的输出功率，并根据该输出功率调节等效电阻R的阻值；其中，电源内阻R0的阻值等于调节后的等效电阻R与负载RL的阻值之和。
具体地说，在上述电路中，等效电阻R用于对电源E输出功率的最大功率点进行跟踪，并将等效电阻R串联在回路中。在不包含等效电阻R的情况下，由于电源内阻R0的阻值远大于负载RL的阻值，电源E的输出阻抗与负载RL的输入阻抗不匹配，造成电源E的输出功率的损失；或者，在包含等效电阻R的情况下，电源内阻R0的阻值因光照发生改变以及负载RL阻值的改变，均将使电源E的输出功率偏离最大功率输出点，造成功率损失。为使电源输出功率达到最大，在该电路中串联入等效电阻R对电源的输出功率进行最大功率点的跟踪。等效电阻通过检测电源的输出功率，并根据输出功率调节等效电阻R的阻值，使电源内阻R0的阻值等于调节后的等效电阻R与负载RL的阻值之和，从而使电源的输出功率为最大输出功率。因为，当电源内阻R0的阻值等于等效电阻R与负载RL的阻值之和时，电源的输出功率最大，为其中，Pmax为电源的最大输出功率，U为电源电压，R0为电源内阻。重要的是，将等效电阻R串联在回路中，等效电阻就不是处理电源输出的全部功率，而是处理等效电阻本身吸收的功率，使得明显降低了系统成本，极大地提高了系统效率。
另外，等效电阻串联在回路中，使得有效地避免了等效电阻短路时电路其他部分的损坏以及产生的大电流导致的火灾等严重的后果。
同时，在太阳能并网发电的场合,也可根据电网调度指令，改变串联等效电阻以可控的失配量可以连续的降低发电功率达到智能电网的调度要求，最小可降为0。而单纯地利用BOOST型阻抗变换电路进行最大功率点跟踪则无法达到按指令把发电量调节到最小为0的可能，最小只能降到最大发电量的80%。此项功能随着光伏发电在整个发电量中比例的提高会有十分重大的意义。
本发明的第二实施方式涉及一种阻抗变换电路。第二实施方式在第一实施方式的基础上作了进一步的细化，给出了具有等效电阻特性的具体电子器件。在本发明第二实施方式中，该电子器件为直流-直流变换器，即DC-DC（Direct Current-Direct Current）变换器。
具体地说，等效电阻为直流-直流变换器的阻抗变换电路如图3所示。
在图3中，301为直流-直流变换器。其中，I’为流进直流-直流变换器的电流，U’为直流-直流变换器两端的电压，I2是经过变流输出的电流，I1是感应电流，U’/I’产生等效电阻R。
当等效电阻检测出电源的输出功率不再最大功率点时，即电源内阻R0的阻值不等于等效电阻R与负载RL的阻值之和，等效电阻就通过改变U’/I’来改变等效电阻的阻值，以使电源内阻R0的阻值等于调节后的等效电阻R与负载RL的阻值之和，即阻抗匹配，从而使电源的的输出功率保持在最大功率输出点，即完成了最大功率点的跟踪。
需要说明的是，直流-直流变换器吸收的功率P’为I’与U’的乘积。直流-直流变换器将吸收的功率进行直流到交流再到直流变换并隔离输出至负载RL，也就是说，直流-直流变换器并不消耗功率，而是将自身吸收的功率转移至负载RL中，负载所吸收的功率实际上为为电源输出的最大功率，U为电源电压，R0为电源内阻，RL为负载。
直流-直流变换器是现有的成熟器件，保证了本实施方式的可行性。
本发明第三实施方式涉及一种阻抗变换电路，第三实施方式在第一实施方式的基础上作了进一步的细化，给出了具有等效电阻特性的具体电子器件。在本发明第三实施方式中，该电子器件为全桥直流-直流变换器，即全桥DC-DC（Direct Current-DirectCurrent）变换器。
具体地说，等效电阻为全桥直流-直流变换器的阻抗变换电路如图4所示,包含第一微处理器、第一N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管（Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor,简称MOSFET）、第二N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管、第三N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管、第四N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管、第一变流器与第一全桥整流器。
在图4中，401为全桥DC-DC变换器，4011为第一N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管Q1，4012为第二N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管Q2，4013为第三N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管Q3，4014为第四N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管Q4，4015为第一变流器，4016为第一全桥整流器，40161为第一二极管，40162为第二二极管，40163为第三二极管，40164为第四二极管；PWM1、PWM2分别为第一脉宽调制信号、第二脉宽调制信号；A、B为串联全桥直流-直流变换器的接入点，C、D分别为第一变流器原边的第一端口与第二端口，E、F分别为第一全桥整流器的第一端口与第二端口；UAB为全桥直流-直流变换器两端的电压（未示出），相当于第二实施方式中的U’，I’为流进全桥直流-直流变换器的电流，UAB/I’便产生等效电阻R；I2是经过变流输出的电流，I1是感应电流。
第一微处理器的第一端口采样电源输出电流，第二端口采样电源输出电压，第三端口与第一N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的栅极相连，第四端口与第二N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的栅极相连，第五端口与第三N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的栅极相连，第六端口与第四N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的栅极相连；第一N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的漏极与电源内阻R0相连，源极与第二N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的漏极相连；第二N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的源极与负载RL的一端相连；第三N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的漏极与电源内阻R0相连，源极与第四N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的漏极相连，第四N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的源极与负载RL的一端相连；其中，第一变流器包含原边和副边；原边的第一端口与第一N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的源极相连，第二端口与第三N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的源极相连；副边的第一端口与第一全桥整流器的第一端口相连，第二端口与第一全桥整流器的第二端口相连；第一全桥整流器的第三端口与负载RL的一端相连，第四端口与最低电位相连。
其中，第一变流器的原边的第一端口与副边的第一端口为同名端；第一全桥整流器包含第一二极管、第二二极管、第三二极管与第四二极管；第一二极管的正极与第一全桥整流器的第一端口相连，第一二极管的负极与第一全桥整流器的第三端口相连；第二二极管的正极与第一全桥整流器的第二端口相连，第二二极管的负极与第一全桥整流器的第三端口相连；第三二极管的正极与第一全桥整流器的第四端口相连，第三二极管的负极与第一全桥整流器的第二端口相连；第四二极管的正极与第一全桥整流器的第四端口相连，第四二极管的负极与第一全桥整流器的第一端口相连。
下面结合图4详细介绍串联在回路中的全桥DC-DC变换器实现电源输出功率的最大功率点跟踪。
首先，介绍第一微处理器检测电源的输出功率。第一微处理器的第一端口检测电源的输出电流I’，即图4中的电流采样，第二端口检测A点的电压，即图4中的电压采样，A点的电压UA即为电源输出电压，第一微处理器将电流I’与电压UA相乘便得到电源的输出功率Po，并根据得到的Po值，判断电源的输出功率是否为最大。若电源的输出功率不在最大功率输出点，第一微处理器则调节全桥DC-DC变换器的等效电阻，也就是改变上述MOSFET的导通脉宽，使电源内阻R0的阻值等于调节后的全桥DC-DC变换器的等效电阻与负载RL的阻值之和，即使电源的输出功率到达最大。
接着，介绍第一微处理器调节全桥DC-DC变换器的等效电阻。第一微处理器根据电源的输出功率通过调节PWM1与PWM2的脉宽来调节流进全桥DC-DC变换器的电流I’，从而使调节后的UAB/I’产生的等效电阻R与负载RL的和等于电源内阻R0，即阻抗匹配，最终使电源的输出功率达到最大功率点。
具体地说，微处理器的第三端口、第六端口均输出第二脉宽调制信号PWM2，用于控制流进第一N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管Q1、第四N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管Q4的脉冲信号；微处理器的第四端口、第五端口均输出第一脉宽调制信号PWM1，用于控制流进第二N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管Q2、第三N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管Q3的脉冲信号。微处理器通过PWM1、PWM2控制Q1、Q2、Q3、Q4的交替导通，使电流I’交变地流过第一变流器原边的C、D两端，形成电流I2注入输出端B端，同时，第一变流器副边的E、F两端产生感应电流I1；感应电流I1经过第一全桥整流器整流后也注入到输出端B端。
需要说明的是，全桥直流-直流变换器本身并不消耗功率，而是将自身吸收的功率转移至负载RL中。全桥直流-直流变换器吸收的功率P’为电流I’与电压UAB的乘积，其通过以正激工作的第一变流器把吸收的能量注入输出端，输出至负载RL。也就是说，负载所吸收的功率实际上为为电源输出的最大功率，U为电源电压，R0为电源内阻，RL为负载。
到此为止，利用串联在回路中的全桥DC-DC变换器实现电源输出功率的最大功率点跟踪介绍完毕。
需要说明的是，本实施例中的上述MOSFET也可以为绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor，简称IGBT）、双极性晶体管（Bipolar JunctionTransistor，简称BJT）等全控开关器件。
需要强调的是，在实施方式中，利用串联在回路中的全桥DC-DC变换器实现的等效电阻处理的功率只占总功率的30%，使得明显降低了系统成本，极大地提高了系统效率。
另外，等效电阻串联在回路中，使得有效地避免了等效电阻短路时电路其他部分的损坏以及产生的大电流导致的火灾等严重的后果。
本发明第四实施方式涉及一种阻抗变换电路。第四实施方式在第一实施方式的基础上作了进一步的细化，给出了具有等效电阻特性的具体电子器件。在本发明第四实施方式中，该电子器件为推挽直流-直流变换器。
具体地说，等效电阻为推挽直流-直流变换器的阻抗变换电路如图5所示,包含第二微处理器、第五N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管、第六N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管、第二变流器与第二全桥整流器。
在图5中，501为推挽直流-直流变换器；5011为第五N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管，5012为第六N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管，5013为第二变流器，5014为第二全桥整流器，50141为第五二极管，50142为第六二极管，50143为第七二极管，50144为第八二极管；PWM3、PWM4分别为第三脉宽调制信号、第四脉宽调制信号；I’为流进推挽直流-直流变换器的电流，I2是经过变流输出的电流，I1是感应电流。
第二微处理器的第一端口采样电源输出电流，第二端口采样电源输出电压，第三端口与第五N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的栅极相连，第四端口与第六N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的栅极相连；第五N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的漏极与第二变流器的原边的第一端口相连，源极与第六N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的源极相连；第六N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的漏极与第二变流器的原边的第二端口相连；第二变流器原边的第三端口在原边的第一端口和第二端口之间，并与电源内阻R0相连；第二变流器的副边的第一端口与第二全桥整流器的第一端口相连，第二变流器的副边的第二端口与第二全桥整流器的第二端口相连；第二全桥整流器的第三端口与负载RL的一端相连，第四端口与最低电位相连。
其中，第二变流器的原边的第二端口与副边的第二端口为同名端；第二全桥整流器包含第五二极管、第六二极管、第七二极管与第八二极管；第五二极管的正极与第二全桥整流器的第一端口相连，第五二极管的负极与第二全桥整流器的第三端口相连；第六二极管的正极与第二全桥整流器的第二端口相连，第六二极管的负极与第二全桥整流器的第三端口相连；第七二极管的正极与第二全桥整流器的第四端口相连，第七二极管的负极与第二全桥整流器的第二端口相连；第八二极管的正极与第二全桥整流器的第四端口相连，第八二极管的负极与第二全桥整流器的第一端口相连。
本实施方式中的推挽直流-直流变换器的工作原理与本发明的第三实施方式中的全桥直流-直流变换器的工作原理相同，在此不再赘述。
需要说明的是，本实施例中的上述MOSFET也可以为IGBT、双极性BJT等全控开关器件。
本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施方式是实现本发明的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。
Claims (3)
1.一种阻抗变换电路，其特征在于，包含电源E、电源内阻R0、等效电阻R和负载RL；
其中，所述电源内阻R0的阻值大于所述负载RL的阻值；
所述电源内阻R0的一端与所述电源的正极相连，另一端与所述等效电阻R的一端相连；所述等效电阻R的另一端与所述负载RL的一端相连；所述负载RL的另一端与所述阻抗变换电路的最低电位相连；其中，所述电源的负极为所述最低电位；
所述等效电阻R检测所述电源的输出功率，并根据所述输出功率调节所述等效电阻R的阻值；其中，所述电源内阻R0的阻值等于调节后的所述等效电阻R与所述负载RL的阻值之和；
其中，所述等效电阻R为全桥直流-直流变换器；
所述全桥直流-直流变换器包含第一微处理器、第一N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管、第二N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管、第三N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管、第四N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管、第一变流器与第一全桥整流器；
所述第一微处理器的第一端口采样电源输出电流，第二端口采样电源输出电压，第三端口与所述第一N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的栅极相连，第四端口与所述第二N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的栅极相连，第五端口与所述第三N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的栅极相连，第六端口与所述第四N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的栅极相连；
所述第一N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的漏极与所述电源内阻R0相连，源极与所述第二N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的漏极相连；所述第二N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的源极与所述负载RL的一端相连；所述第三N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的漏极与所述电源内阻R0相连，源极与所述第四N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的漏极相连，所述第四N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的源极与所述负载RL的一端相连；
所述第一变流器包含原边和副边；所述原边的第一端口与所述第一N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的源极相连，第二端口与所述第三N沟道金属-氧化物-半导体场效应晶体管的源极相连；所述副边的第一端口与所述第一全桥整流器的第一端口相连，第二端口与所述第一全桥整流器的第二端口相连；所述第一全桥整流器的第三端口与所述负载RL的一端相连，第四端口与所述最低电位相连。
2.根据权利要求1所述的阻抗变换电路，其特征在于，所述原边的第一端口与所述副边的第一端口为同名端。
3.根据权利要求1所述的阻抗变换电路，其特征在于，所述第一全桥整流器包含第一二极管、第二二极管、第三二极管与第四二极管；
所述第一二极管的正极与所述第一全桥整流器的第一端口相连，所述第一二极管的负极与所述第一全桥整流器的第三端口相连；
所述第二二极管的正极与所述第一全桥整流器的第二端口相连，所述第二二极管的负极与所述第一全桥整流器的第三端口相连；
所述第三二极管的正极与所述第一全桥整流器的第四端口相连，所述第三二极管的负极与所述第一全桥整流器的第二端口相连；
所述第四二极管的正极与所述第一全桥整流器的第四端口相连，所述第四二极管的负极与所述第一全桥整流器的第一端口相连。
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