CN104506046A - 用于生成分布式发电并网变流器测试电压的统一控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于生成分布式发电并网变流器测试电压的统一控制方法，针对基于级联H桥拓扑的测试电压源输出级，首先通过分相独立控制，将级联H桥变流器单独控制为单相逆变器，由三个级联H桥输出电压组成三相电压系统，其次通过数字控制器生成不同的测试电压参考信号，最后通过瞬时电压反馈和有效值反馈闭环控制，来实现统一控制方法，从而使测试电压源输出几种不同的测试电压来对分布式发电并网变流器进行测试，包括幅值频率变化的电压，三相不平衡电压以及波动电压。本发明统一控制方法具有输出电压精度高，参数设计简单，安全可靠，特别适用于实际工业应用场合等特点。

Description

用于生成分布式发电并网变流器测试电压的统一控制方法
技术领域
本发明涉及新能源技术领域，特别涉及级联H桥变流器的控制方法，用于生成分布式发电并网变流器测试电压。
背景技术
随着光伏发电并网技术，风力发电并网技术以及燃料电池等新能源技术的发展，可再生能源发电在全球发电成分中所占的比重与日俱增。随着基于可再生能源的分布式发电在电力工业中的激增，分布式发电系统的稳定性问题变得越来越突出，尤其是当分布式发电系统处于并网运行模式时。国家标准“风电场接入电力系统技术规定”和“光伏发电站接入电力系统技术规定”不仅对分布式发电系统的低电压穿越能力提出了要求，而且同时提出了电网适应性要求，包括幅值频率偏差适应性，电网谐波适应性以及电压波动适应性。由于大部分分布式发电系统都是通过电力电子变流器和电网进行接口并网的，因此分布式发电并网变流器的电网适应能力就显得尤为重要。为了评估分布式发电并网变流器的适应能力，以便提高分布式发电系统的稳定性，就有必要在并网运行之前对其进行测试。基于级联H桥拓扑的分布式发电并网变流器测试用电压源提供了一个解决方案，然而为了达到在线测试时不需要切换控制方案的目的，并同时保证输出测试电压的精度，以便对不同程度的电网故障(电压和频率偏差，三相电压不平衡，电压波动)适应能力进行评估，就需要一种针对级联H桥变流器的用于生成分布式发电并网变流器测试电压的统一控制方法，来达到上述目标。
发明内容
本发明的目的在于提供一种用于生成分布式发电并网变流器测试电压的统一控制方法，该方法不仅可以生成幅值频率变化的电压，三相不平衡电压以及波动电压等测试电压，并且可以同时保证测试电压的精度。
为达到上述目的，本发明是通过以下技术方案来实现：
用于生成分布式发电并网变流器测试电压的统一控制方法，针对基于级联H桥拓扑的测试电压源，包含三相PWM变流器整流输入级和级联H桥变流器逆变输出级，输入级提供稳定的直流母线电压，输出级提供测试电压，包括以下步骤：
首先，采用d-q同步参考坐标系电流解耦控制，由3N组三相PWM变流器组成的测试电压源输入级为级联H桥输出级提供稳定的直流母线电压，其中，三相PWM变流器接入电网获取能量，N为输出级每相中的级联H桥模块数；
其次，在直流母线电压建立之后，对级联H桥变流器进行分相独立控制，将三个级联H桥变流器分别控制为单相电压源型逆变器，三个级联H桥输出电压构成三相电压系统，并对每个级联H桥进行移相载波调制(Phase shifted carrier PWM，PSC-PWM)；
再次，通过数字控制器生成分相独立的测试电压的参考信号，包括电压幅值频率偏差、三相不平衡电压以及波动电压参考信号；
最后，针对分相独立的测试电压的参考信号，对每个级联H桥采用统一控制方法，对测试电压有效值和瞬时值进行闭环控制，使得级联H桥变流器输出高精度的测试电压。
本发明进一步的改进在于：测试电压的参考信号按照下面几个公式生成：
1)电压幅值频率偏差的参考信号：
其中，ua、ub和uc分别为三相电压，和分别为三相电压初始相位，ω为基波电压角频率，t代表时间；
通过改变公式(1)中的幅值频率实现输出电压的幅值频率变化；
2)三相不平衡电压的参考信号：
其中，ap、an和az分别为正负零序分量的幅值，和分别为正负零序分量的相位；
将正负零序电压幅值和相位参数代入公式(2)，即计算出三相不平衡电压的参考信号；
3)波动电压参考信号：波动电压的数学模型按照公式(3)表达，
其中，Vperturb为波动电压参考信号；
ωm为波动角频率，和分别为调制信号初相位和被调制信号初相位，A为被调制信号幅值，am为波动幅值系数；
展开公式(3)得到
波动电压参考信号包含三部分，分别为基波频率，以及等幅分布在基波两边的高频段分量(higher-side band，HSB)ω+ωm以及低频段分量(lower-side band，LSB)ω-ωm；
因此三相波动电压参考信号表达式为
其中，ua_perturb、ub_perturb和uc_perturb分别为三相波动电压参考信号。
本发明进一步的改进在于：对于测试电压的参考信号生成方式，根据测试电压所需要的正序负序以及零序电压的幅值和相位来确定三相不平衡电压；同理，对于幅值频率偏差电压和波动电压，根据测试电压幅值和频率的需要以及波动电压幅值和频率的来生成。
本发明进一步的改进在于：在对测试电压有效值进行闭环控制时，测试电压有效值参考信号是通过对几种不同电压参考信号进行滑动窗有效值计算得到；测试电压有效值反馈作为外环，由PI控制器控制，测试电压瞬时值反馈作为内环，由P调节器控制。
本发明进一步的改进在于：闭环反馈控制使用劳斯判据确定内环控制器参数的稳定域，保证系统的稳定运行；通过选择外环开环传递函数的穿越频率和转折频率来保证外环对测试电压有效值参考信号的良好跟踪。
与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：
本发明仅仅使用一种统一控制方法即可完全实现对不同测试电压的控制，并可保证较高的输出电压幅值和频率精度。其中，级联H桥变流器使用移相载波调制，可获得较好的输出电压谐波特性以及更高的传输带宽。本发明可以使系统具有能量双向流动的能力，测试电压源运行时相当于一个虚拟电网。
进一步地，在对有效值进行闭环控制时，有效值指令信号是通过对几种不同电压指令信号进行滑动窗有效值计算得到的。有效值反馈作为外环，由PI调节器控制，瞬时值反馈作为内环，由P调节器控制。使用劳斯判据确定内环控制器参数的稳定域，保证系统的稳定运行；通过选择合适的外环开环传递函数的穿越频率和转折频率来保证外环对有效值参考信号的良好跟踪。
综上所述，本发明提供的用于生成分布式发电并网变流器测试电压的统一控制方法，控制器参数设计简单，稳定可靠，精度高，非常适用于实际工程应用。
附图说明
图1是基于级联H桥变流器的分布式发电并网变流器测试电压源拓扑图；
图2是针对级联H桥变流器的移相载波调制原理图，其中级联H桥模块数为3个；
图3是为用于生成分布式发电并网变流器测试电压的统一控制方法原理框图；
图4是为测试电压源小信号模型图；
图5-1，图5-2所示分别为统一控制方法内环控制框图和外环控制框图；
图6是统一控制方法内环的开环和闭环伯德图；
图7是统一控制方法外环的开环和闭环伯德图；
图8是额定幅值70％的输出电压样机实验结果图；
图9是平衡度为4.5％输出电压样机实验结果图；
图10是频率64Hz的输出电压样机实验结果及其FFT分析结果图；
图11-1，图11-2和图11-3所示分别为波动电压样机实验结果图，波动幅值频率分别为5Hz-8％，19Hz-8％和25Hz-10％；
图12-1和图12-2所示分别为输出波动电压实验结果图和理论参考值对比三维柱状图，以及输出波动电压相对误差三维柱状图。
具体实施方式
下面结合具体实例和附图对本发明做进一步详细的说明，所述是对本发明的解释而不是限定。
以如图1所示的基于级联H桥变流器的分布式发电并网变流器测试电压源为例进行具体说明。图1所示的测试电压源分为两部分，一部分是输入级，由输入变压器和分别独立的三相PWM变流器组成；一部分是输出级，由输出变压器和级联H桥变流器组成，每相包括一个级联H桥变流器，组合构成三相输出电压。其中输入和输出级的变压器起到提高系统安全稳定性以及电压匹配的作用，不仅将电网与装置相互隔离，并且也将装置与分布式发电系统相互隔离。
在输入级，副边多绕组的工频变压器为三相PWM变流器提供互相隔离的输入电压。因此这些三相PWM变流器之间以及直流母线电压之间都是互相独立的。每个三相PWM变流器都由一个FPGA+DSP组合控制器来进行控制，DSP负责控制算法，而FPGA负责数据处理和变流器的调制(即脉冲信号的生成)。反馈信号通过AD转换芯片采样，然后传输给FPGA。通过使用d-q同步参考坐标系电流解耦控制来维持直流母线电压。
在输出级，每相由N个H桥串联组成，N是由电网电压以及分布式发电系统端口电压决定的，同样的，直流母线电压也是如此。输出端口由星形连接，DSP+FPGA控制器是输出级唯一的控制器，同样的，DSP负责控制算法，而FPGA负责数据处理和变流器的调制(即脉冲信号的生成)。
对于上述测试电压源系统，采用d-q同步参考坐标系电流解耦控制提供稳定的直流母线电压，在直流母线电压建立之后，对级联H桥变流器进行分相独立控制，将三个级联H桥变流器分别控制为单相电压源型逆变器。三个级联H桥输出电压构成三相电压系统，并对每个级联H桥进行移相载波调制(Phase shifted carrier PWM，PSC-PWM)。移相载波调制原理图如图2所示。
然后通过数字控制器生成分相独立的测试电压的参考信号，包括电压幅值频率偏差，三相不平衡电压以及波动电压参考信号。测试电压参考信号按照下面几个公式生成：
1)电压幅值频率偏差的参考信号：
其中，ua、ub和uc分别为三相电压，和分别为三相电压初始相位，ω为基波电压角频率，t代表时间；
通过改变公式(1)中的幅值频率实现输出电压的幅值频率变化；
2)三相不平衡电压的参考信号：
其中，ap、an和az分别为正负零序分量的幅值，和分别为正负零序分量的相位；
将需要的正负零序电压幅值和相位参数代入公式(2)，即计算出三相不平衡电压的参考信号；
3)波动电压参考信号：波动电压的数学模型按照公式(3)表达，
其中，Vperturb为波动电压参考信号；
ωm为波动角频率，和分别为调制信号初相位和被调制信号初相位，A为被调制信号幅值，am为波动幅值系数；
展开公式(3)得到
波动电压参考信号包含三部分，分别为基波频率，以及等幅分布在基波两边的高频段分量(higher-side band，HSB)ω+ωm以及低频段分量(lower-side band，LSB)ω-ωm。
因此三相波动电压参考信号表达式为
其中，ua_perturb、ub_perturb和uc_perturb分别为三相波动电压参考信号。
然后针对分相独立的电压参考信号，对每个级联H桥采用统一控制方法，对测试电压有效值和瞬时值进行闭环控制，使得级联H桥变流器输出高精度的测试电压。统一控制方法框图如图3所示。图4所示为测试电压源小信号模型。
图5-1和图5-2所示分别为同一控制方法的内环和外环控制框图。其中，L，C分别为LC滤波器的电感和电容值。kp为内环PI调节器比例系数，kp_rms和ki_rms分别为外环PI调节器比例和积分系数。ku和ku_rms分别为内环和外环的反馈通道标幺值，udc为直流母线电压，Req为级联H桥变流器的内阻，其表征了变流器的内部损耗。N为CHB变流器级联模块数，Ts为采样时间，s为复频率拉普拉斯算子，kw为内环闭环增益。由于采用了滑动窗有效值(slidingwindow rms,SWR)计算，因此外环的采样时间和内环采样时间均为Ts。
内环的开环Hi(s)和闭环传递函数Gi(s)可以表示为：
H i ( s ) = k p Nu dc s 2 LC + s R eq C + 1 1 T s s + 1 1 k u - - - ( 6 )
G i ( s ) = k u k p Nu dc T s s + k p k u Nu dc k u LC T s s 3 + ( k u LC + k u R eq C T s ) s 2 + ( k u R eq C + k u T s ) s + k u + k p Nu dc - - - ( 7 )
根据劳斯判据，可得内环PI调节器比例系数的稳定域：
k p < k u L R eq C 2 + k u R eq C T s ( R eq C + T s ) Nu dc LC T s = k p max - - - ( 8 )
其中，kpmax为在保证系统稳定下的内环PI调节器比例系数的最大值。
图6给出了内环的开环和闭环伯德图，取kp＝kpmax/3，所使用的均为样机参数。从伯德图中可以看出，当控制对象的频率从1Hz到300Hz变化时，幅频特性曲线基本上是恒定的。显然，控制系统的这种特点恰好适用于含有混合频率(低频和高频分量)的波动信号。对于一个特定的频率如50Hz，内环的闭环增益kw为
kw＝|Gi(s)|s＝j2π×50    (9)
当对有效值外环分析时，内环可以看做是一个被控制对象。从控制角度来讲，内环的输入和输出都是特定频率的正弦信号(扰动信号可以看作是几种频率的叠加信号)，因此如图5-2所示，内环传递函数可以由kw代替。
假设fwz和fwc分别为外环的转折频率和穿越频率，为了分析简便起见，PI调节器的零点被置于转折频率fwz处。同时，开环传递函数的幅值在穿越频率处等于0dB，因此这些参数的关系可以由下式表示
k i _ rms k p _ rms = 2 &pi; f wz | k w ( k p _ rms s + k i _ rms ) s 1 k u _ rms 1 T s s + 1 | s = j 2 &pi; f wc = 1 - - - ( 10 )
k p _ rms = ( 2 &pi; f wc T s ) 2 + 1 f wz 2 + f wc 2 f wc k u _ rms k w k i _ rms = 2 &pi; ( 2 &pi; f wc T s ) 2 + 1 f wz 2 + f wc 2 f wc f wz k u _ rms k w - - - ( 11 )
穿越频率的选择是一个需要折中考虑的问题，一般的，可取以下关系：fwc＝1/10fwz。采样频率远远高于控制系统带宽(一般可以粗略地由穿越频率表征)可以降低指令信号与响应之间的延迟，并且起到平滑控制系统输出的作用，因此如果采样频率已经确定，一个相对较小的穿越频率是比较好的选择。由图6可以看出，闭环增益kw在大约1Hz到300Hz频段基本保持不变，因此根据式(9)计算的kw可以是基于1到300Hz间的任意频率。由图5-2的控制框图可以得到外环的开环传递函数Ho(s)和闭环传递函数Go(s)，如下：
h o ( s ) = k w k p _ rms s + k i _ rms s 1 k u _ rms 1 T s s + 1 - - - ( 12 )
G o ( s ) = k w k u _ rms k p _ rms T s s 2 + k w k u _ rms ( k p _ rms + k i _ rms T s ) s + k w k u _ rms k i _ rms k u _ rms T s s 2 + ( k u _ rms + k w k p _ rms ) s + k w k i _ rms - - - ( 13 )
图7为外环的开环传递函数和闭环传递函数伯德图，可以看出在低频段，开环传递函数的增益相对比较高，从而保证了外环对于有效值的良好跟踪。
图8所示为额定幅值70％的输出电压样机实验结果，图9所示为平衡度为4.5％输出电压样机实验结果，图10所示为频率64Hz的输出电压样机实验结果及其FFT分析结果。图11-1，图11-2，图11-3所示分别为波动电压样机实验结果，波动幅值频率分别为5Hz-8％，19Hz-8％和25Hz-10％。图12-1和图12-2所示分别为输出波动电压实验结果和理论参考值对比三维柱状图，以及输出波动电压相对误差三维柱状图。

Claims (5)

1.用于生成分布式发电并网变流器测试电压的统一控制方法，其特征在于，针对基于级联H桥拓扑的测试电压源，包含三相PWM变流器整流输入级和级联H桥变流器逆变输出级，输入级提供稳定的直流母线电压，输出级提供测试电压，包括以下步骤：
首先，采用d-q同步参考坐标系电流解耦控制，由3N组三相PWM变流器组成的测试电压源输入级为级联H桥输出级提供稳定的直流母线电压，其中，三相PWM变流器接入电网获取能量，N为输出级每相中的级联H桥模块数；
其次，在直流母线电压建立之后，对级联H桥变流器进行分相独立控制，将三个级联H桥变流器分别控制为单相电压源型逆变器，三个级联H桥输出电压构成三相电压系统，并对每个级联H桥进行移相载波调制；
再次，通过数字控制器生成分相独立的测试电压的参考信号，包括电压幅值频率偏差、三相不平衡电压以及波动电压参考信号；
最后，针对分相独立的测试电压的参考信号，对每个级联H桥采用统一控制方法，对测试电压有效值和瞬时值进行闭环控制，使得级联H桥变流器输出高精度的测试电压。
2.如权利要求1所述的用于生成分布式发电并网变流器测试电压的统一控制方法，其特征在于，测试电压的参考信号按照下面几个公式生成：
1)电压幅值频率偏差的参考信号：
其中，ua、ub和uc分别为三相电压，和分别为三相电压初始相位，ω为基波电压角频率，t代表时间；
通过改变公式(1)中的幅值频率实现输出电压的幅值频率变化；
2)三相不平衡电压的参考信号：
其中，ap、an和az分别为正负零序分量的幅值，和分别为正负零序分量的相位；
将正负零序电压幅值和相位参数代入公式(2)，即计算出三相不平衡电压的参考信号；
3)波动电压参考信号：波动电压的数学模型按照公式(3)表达，
其中，Vperturb为波动电压参考信号；
ωm为波动角频率，和分别为调制信号初相位和被调制信号初相位，A为被调制信号幅值，am为波动幅值系数；
展开公式(3)得到
波动电压参考信号包含三部分，分别为基波频率，以及等幅分布在基波两边的高频段分量ω+ωm以及低频段分量ω-ωm；
因此三相波动电压参考信号表达式为
其中，ua_perturb、ub_perturb和uc_perturb分别为三相波动电压参考信号。
3.如权利要求2所述的用于生成分布式发电并网变流器测试电压的统一控制方法，其特征在于，测试电压的参考信号生成方式，根据测试电压所需要的正序负序以及零序电压的幅值和相位来确定三相不平衡电压；同理，对于幅值频率偏差电压和波动电压，根据测试电压幅值和频率的需要以及波动电压幅值和频率的来生成。
4.如权利要求1所述的用于生成分布式发电并网变流器测试电压的统一控制方法，其特征在于，在对测试电压有效值进行闭环控制时，测试电压有效值参考信号是通过对几种不同电压参考信号进行滑动窗有效值计算得到；测试电压有效值反馈作为外环，由PI控制器控制，测试电压瞬时值反馈作为内环，由P调节器控制。
5.如权利要求4所述的用于生成分布式发电并网变流器测试电压的统一控制方法，其特征在于，闭环反馈控制使用劳斯判据确定内环控制器参数的稳定域，保证系统的稳定运行；通过选择外环开环传递函数的穿越频率和转折频率来保证外环对测试电压有效值参考信号的良好跟踪。
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