CN104486711A - 用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组及其工作方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组及其工作方法，包括依次连接的掩蔽模块和多通带产生模块，所述掩蔽模块用于将接收的声音信号按照频率划分为低频、中频和高频三个区域，所述多通带产生模块用于对低频、中频和高频三个区域，每个区域给出三个不同的子带分解状态，然后将子带信号输出；所述三个不同的子带分解状态是：状态一：将每个区域分解为带宽为π/3的子带；状态二：将每个区域均匀分解为两个带宽为π/6的子带；状态三：将每个区域均匀分解为四个带宽为π/12的子带。本发明复杂度低，并且延迟较小，能够通过对参数的控制在不改变滤波器组结构的情况下改变频带的划分状态，从而实现根据患者的听力损失特性进行声音分解的目标。

Description

用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组及其工作方法

技术领域

本发明涉及一种用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组及其工作方法。

背景技术

听觉系统是一个非常敏感和复杂的网络。疾病，药物，噪声，外伤和衰老都可能造成不同程度的听力损失，这使听力障碍成为世界上最常见的感觉障碍之一。补偿听力损失最有效的方法是使用助听器系统。助听系统是语音放大、降噪、反馈抑制、自动程序切换和环境适应等技术的综合体。助听器的基本功能是选择性的放大声音，然后将处理过的信号传送至耳朵[[1]Aage R.Moller,Hearing:Anatomy,Physiology and Disorders of the Auditory System,Academic Press,2nd edition,September 11,2006.]。在数字助听器中，模拟声音信号经过A/D转换器转换成数字信号，然后通过滤波器组划分成不同频带的支路信号，以利于进一步放大和其他处理[[2]M.A.Hersh and M.A.Johnson et al.,Assistive Technology for theHearing-Impaired,Deaf and Deaf-Blind,London,U.K.:Springer-Verlag,2003.][[3]A.M.Engebretson,“Benefits of digital hearing aids,”IEEE Engineering in Medicine and BiologyMagazine,vol.13,Issue 2,pp.238-248,April-May 1994.]。

目前大多数研究集中在固定(不能被重新配置)滤波器组方面。均匀滤波器组是首先被采纳并被广泛应用的滤波器组。在过去的十年中，研究人员已经做了很多工作来减少均匀滤波器组的复杂度。点阵波数字滤波器组(LWDFB)被应用助听器[[4]Meng Tong Tan,J.S.Chang,and Yit Chow Tong,“A novel low-voltage low-power wave digital filter bank for anintelligent noise reduction digital hearing instrument,”IEEE International Symposium on Circuitsand Systems,vol.2,pp.681–684,06-09May 2001,Sydney.]。点阵波数字滤波器组相比FIR滤波器组有较低的复杂度，而且对系数不敏感。之后，具有多维对数系统(MDLNS)的DFT滤波器组被用来降低复杂性[[5]H.Li,G.A.Jullien,V.S.Dimitrov,M.Ahmadi,and W.Miller,“A 2-digit multidimensional logarithmic number system filter bank for a digital hearing aidarchitecture,”IEEE Int.Symp.Circuits Syst.,AZ,pp.II-760–763,2002.]。后来，一些用于临界采样滤波器的简单方法被扩展到了过采样的情况[[6]D.Hermann,E.Chau,R.D.Dony andS.M.Areibi,“Window Based Prototype Filter Design for Highly Oversampled Filter banks in AudioApplications,”IEEE International Conference on Acoustics,Speech and Signal Processing,II-405-II-408,15-20April 2007,Honolulu,HI.]。它的效率源于用一种方法生成多个原型滤波器的灵活性。为了同时满足音频编码和助听器应用的需要，通过使用联合立体声滤波器组，助听器系统的复杂性得到进一步的降低[[7]Rong Dong,D.Hermann,R.Brennan,and E.Chau,“Jointfilter bank structures for integrating audio coding into hearing aid applications,”IEEE InternationalConference on Acoustics,Speech and Signal Processing,pp.1533-1536,March 312008-April 42008.]。

均匀地划分频带较为简单，然而没有考虑到人类听觉的独特性。因此，模仿人类听觉分辨特性的非均匀滤波器组得到了助听器研究者的关注。在[[8]R.Cassidy,J.O.Smith,“A tunable,nonsubsampled,nonuniform filter bank for multi-band audition and level modification of audiosignals,”The 38th Asilomar Conference on Signals,Systems and Computers,vol.2,pp.2228-2232,7-10Nov.2004.]中，基于全通补偿滤波器和椭圆最小Q因子(EMQF)滤波器的树状结构滤波器组被用来作为分析滤波器组。在[[9]Yong.Lian,and Ying Wei,“A ComputationallyEfficient Non-Uniform FIR Digital Filter bank for Hearing Aid,”IEEE Transactions on Circuits andSystems I:Regular Papers,vol.52,pp.2754-2762,Dec.2005.]中，提出了一个基于频率响应遮蔽(FRM)技术的8频带滤波器组，与[[8]R.Cassidy,J.O.Smith,“A tunable,nonsubsampled,nonuniform filter bank for multi-band audition and level modification of audio signals,”The 38thAsilomar Conference on Signals,Systems and Computers,vol.2,pp.2228-2232,7-10Nov.2004.]中的方法一样，是以时延为代价来降低复杂度。[[10]K.S.Chong,B.H.Gwee,and J.S.Chang,“A 16-channel low-power nonuniform spaced filter bank core for digital hearing aid,”IEEETransaction on Circuits and Systems,vol.53,no.9,pp.853–857,Sep.2006.]中使用了一个带状间隔滤波器组，该算法可以取得满意的听力补偿，但是频带的不规则性增加了设计和实现的难度。在[[11]Yu-Ting Kuo,Tay-Jyi Lin,Yueh-Tai Li and Chih-Wei Liu,“Design andImplementation of Low-Power ANSI S1.11Filter bank for Digital Hearing Aids,”IEEETransactions on Circuits and Systems I:Regular Papers,Volume:57,Issue:7,pp.1684–1696,2010.]中，1/3倍频滤波器组实现了听力频率范围的覆盖，该滤波器组基于IIR结构，因此不能提供线性响应。一般地，非均匀滤波器组相比均匀滤波器组在听力补偿方面具有更好的性能，然而，非均匀滤波器组的复杂度通常比均匀滤波器组的复杂度高很多。

随着助听器技术的发展，对助听器系统有了新的要求。其中之一就是‘灵活性’，这就要求数字助听系统的核心，即滤波器组，能根据患者的听力损失特性进行调节。针对助听器的可调(重构)滤波器组的研究还很少。在[[12]A.B.Hamida,“An adjustable filter-bank basedalgorithm for hearing aid systems,”International Conference on Industrial Electronics,Control andInstrumentation,vol.3,pp.1187-1192,1999.]中，一个可编程频谱分割器允许根据患者的病理学来调整滤波器的频带。但是，文中对每个子带的实现并没有进行讨论。最近提出了一种三通道可变的滤波器组[[13]T.B.Deng,“Three-channel variable filter-bank for digital hearing aids”IET Signal Processing,vol.4,no.2,pp.181-196,Apr.2010.][[14]Noboru Ito and Tian-LiangDeng,“Variable-Bandwidth Filter-Bank for Low-Power Hearing Aids,”3rd International Congresson Image and Signal Processing,pp.3207-3201,2010.]，由于使用IIR结构，该可变滤波器组具有较低的复杂度。在[[15]Ying Wei and Debao Liu,“A Design of Digital FIR Filter banks withAdjustable Subband Distribution for Hearing Aids,”8th International Conference on Information,Communications and Signal Processing,pp.361-364，13-16Dec.,2011,Singapore.]中，提出了一种可调滤波器组，首先生成所有的子带，然后在子带中选择需要的频带，丢弃不需要的频带。这样的设计可以达到满意的性能但是复杂度比较高。在[[16]Ying Wei and Debao Liu,“AReconfigurable Digital Filterbank for Hearing Aid Systems with a Variety of Sound WaveDecomposition Plans”，IEEE Transactions on Biomedical Engineering,Vol.60,Issue:6,pp.1628–1635,2013.]中提出了使用频率响应遮蔽技术的可重构滤波器组。该滤波器组具有低复杂度，然而它的时延太长以至于不能实践应用。虽然可调滤波器组满足了数字助听器的新趋势，但是在高效和有效的设计方面的研究是远远不够的。

发明内容

本发明的目的就是为了解决上述问题，提供一种用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组及其工作方法，它具有复杂度低，并且延迟较小的优点。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组，包括依次连接的掩蔽模块和多通带产生模块，

所述掩蔽模块用于将接收的声音信号按照频率划分为低频、中频和高频三个区域，

所述多通带产生模块用于对低频、中频和高频三个区域，每个区域给出三个不同的子带分解状态，然后将子带信号输出；

所述三个不同的子带分解状态是：

分解状态一：将每个区域分解为带宽为π/3的子带；

分解状态二：将每个区域均匀分解为两个带宽为π/6的子带；

分解状态三：将每个区域均匀分解为四个带宽为π/12的子带。

用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组，包括依次连接的掩蔽模块和多通带产生模块，所述掩蔽模块包括基于原型滤波器F(z)的掩蔽滤波模块和三个寄存器，基于原型滤波器F(z)的掩蔽滤波模块的输入端接收输入信号，基于原型滤波器F(z)的掩蔽滤波模块有两个输出端，分别是原型滤波器F(z)的原输出端和π/2对称输出端，所述原输出端与第一寄存器的输入端连接，所述第一寄存器的输出端连接单刀三掷开关S1的第一触点，所述π/2对称输出端连接第二寄存器的输入端，所述第二寄存器的输出端连接单刀三掷开关S1的第二触点，输入信号还与第一加法器的输入端连接，所述第一加法器的输出端与第二加法器的输入端连接，所述第二加法器的输出端与第三寄存器的输入端连接，所述第三寄存器的输出端与单刀三掷开关S1的第三触点连接，所述第一加法器的输入端还与基于原型滤波器F(z)的掩蔽滤波模块的原输出端连接，所述第二加法器的输入端还与原型滤波器F(z)的π/2对称输出端连接；

所述多通带产生模块包括单刀双掷开关S2，所述单刀双掷开关S2的第一触点连接第四寄存器的输入端，

所述单刀双掷开关S2的第二触点连接第一分数内插滤波模块的输入端，所述第一分数内插滤波模块的原输出端连接第四寄存器的输入端，所述第一分数内插滤波模块的补输出端连接第一单刀单掷开关S4的一端，所述第一单刀单掷开关S4的另外一端连接第四寄存器的输入端；

所述单刀双掷开关S2的第二触点还通过第一单刀单掷开关S3分别连接第二分数内插滤波模块的输入端和第三分数内插滤波模块的输入端；

所述第二分数内插滤波模块的输出端与第四寄存器的输入端连接，

所述第三分数内插滤波模块的原输出端与第三加法器的输入端连接，所述第三加法器的输出端与第四寄存器的输入端连接；所述第三加法器的输入端还与第一分数内插滤波模块的原输出端连接；

所述第三分数内插滤波模块的补输出端与第四寄存器的输入端连接；

所述第一分数内插滤波模块的原输出端与第四加法器的输入端连接，所述第三分数内插滤波模块的补输出端与第四加法器的输入端连接，所述第四加法器的输出端与第四寄存器连接，所述第四寄存器输出信号；

所述单刀三掷开关S1的刀与所述单刀双掷开关S2的刀连接。

所述第一分数内插滤波器模块包括输入端、第一分数内插滤波器模块原输出端、第一分数内插滤波器模块补输出端，所述输入端依次通过模块D和加法器A1与第一分数内插滤波器模块补输出端连接，所述输入端还通过若干个并联的乘法器与模块D&A-1连接，模块D&A-1与第一分数内插滤波器模块的原输出端连接；

所述若干个并联的乘法器包括乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-3)/2，乘法器h_(N-5)/2依次类推，一直到乘法器h₀；N为奇数；N是原型滤波器H(z)的长度；

所述模块D为若干个移位寄存器；所述模块D&A-1为包括串联且依次交替的寄存器组和加法器；

乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-5)/2依次类推，一直到乘法器h₀或乘法器h₁，与其对应的每个D&A-1单元的加法器连接；乘法器h_(N-1)/2只连接一个加法器，除h_(N-1)/2外每个乘法器连接两个加法器，这两个加法器在位置上以h_(N-1)/2所连接的加法器为对称中心。

乘法器h₀(当(N-1)/2为偶数时)或乘法器h₁(当(N-1)/2为奇数时)与模块D&A-1的一端的首个寄存器组连接，乘法器h₀(当(N-1)/2为偶数时)或乘法器h₁(当(N-1)/2为奇数时)与模块D&A-1的另一端的首个加法器连接；(结构图以(N-1)/2为偶数时为例)

所述加法器A1的输入端还与第一分数内插滤波器模块补输出端连接。

所述第二分数内插滤波器模块包括输入端和第二分数内插滤波器模块的输出端，所述输入端还通过若干个并联的乘法器与模块D&A-2连接，模块D&A-2与第二分数内插滤波器模块的输出端连接；

所述若干个并联的乘法器包括乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-3)/2、乘法器h_(N-5)/2、乘法器h_(N-7)/2依次类推，一直到乘法器h₀；乘法器h_(N-1)/2只连接一个加法器；除h_(N-1)/2外每个乘法器连接两个加法器，这两个加法器在位置上以h_(N-1)/2所连接的加法器为对称中心。所述模块D为若干个移位寄存器；所述模块D&A-2为包括串联且依次交替的寄存器组和加法器；

乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-3)/2、乘法器h_(N-5)/2、乘法器h_(N-7)/2依次类推，一直到乘法器h₀均通过单刀单掷开关S3与其对应的模块D&A-2的加法器连接；

乘法器h₀与模块D&A-2的一端的首个寄存器组连接，乘法器h₀与模块D&A-2的另一端的首个加法器连接；(结构图以(N-1)/2为偶数时为例)

所述第三分数内插滤波器模块包括输入端、第三分数内插滤波器模块原输出端、第三分数内插滤波器模块补输出端，所述输入端依次通过模块D和加法器A2与第三分数内插滤波器模块补输出端连接，所述输入端还通过若干个并联的乘法器与模块D&A-3连接，模块D&A-3与第三分数内插滤波器模块的原输出端连接；

所述若干个并联的乘法器包括乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-7)/2、乘法器h_(N-13)/2依次类推，直到乘法器N为奇数。

所述模块D为若干个移位寄存器；

所述模块D&A-3为包括串联且依次交替的寄存器组和加法器；

乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-7)/2、乘法器h_(N-13)/2，依次类推，直到乘法器与其对应的每个D&A-3单元的加法器连接；乘法器h_(N-1)/2只连接一个加法器，除乘法器h_(N-1)/2外每个乘法器连接两个加法器，这两个加法器在位置上以h_(N-1)/2所连接的加法器为对称中心。

乘法器与D&A-3模块的一端的首个寄存器组连接；乘法器与D&A-3模块的另一端的首个加法器连接；其中，为(N-1)/2除以3的余数；

所述加法器A2的输入端还与第三分数内插滤波器模块原输出端连接。

由于三个分数内插滤波器来自同一个原型滤波器，因而他们的乘法器可以共享，从而大大降低了系统的复杂度。

所述掩蔽模块将信号分到三个等均匀的频带，所述三个等均匀的频带分别是低频区、高频区和中频区；

所述低频区的传递函数F₁(z)表示为：

F₁(z)＝F(z)  (4)；

所述高频区的传递函数F₃(z)表示为：

F₃(z)＝F_h(z)  (5)；

其中，F_h(z)表示与F(z)在π/2对称的高通滤波器；

所述中频区的传递函数F₂(z)表示为：

F₂(z)＝z^-Δ-F(z)-F_h(z)  (6)；

其中，z^-Δ表示时延。

用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组的工作方法，包括如下步骤：

步骤(1)：掩蔽模块将接收的声音信号按照频率划分为低频、中频和高频三个区域，

步骤(2)：多通带产生模块用于对低频、中频和高频三个区域，每个区域给出三个不同的子带分解状态，然后将子带信号输出；

所述三个不同的子带分解状态是：

分解状态一：将每个区域分解为带宽为π/3的子带；

分解状态二：将每个区域均匀分解为两个带宽为π/6的子带；

分解状态三：将每个区域均匀分解为四个带宽为π/12的子带。

用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组的工作方法，包括如下步骤：

步骤(1)：原型滤波模块接收输入信号后，将信号进行处理，得到三个频率区域的信号，低频区域的信号频率范围是(0，π/3)，中频区域的信号频率范围是(π/3，2π/3)，高频区域的信号频率范围是(2π/3，π)；将低频区域的信号存入第一寄存器，将中频区域的信号存入第二寄存器，将高频区域的信号存入第三寄存器；

步骤(2)：假设

单刀三掷开关S1的刀打到单刀三掷开关S1的第一触点，此时，w₁为00；

单刀三掷开关S1的刀打到单刀三掷开关S1的第二触点，此时，w₁为01；

单刀三掷开关S1的刀打到单刀三掷开关S1的第三触点，此时，w₁为10；

单刀双掷开关S2的刀打到单刀双掷开关S2的第一触点，此时，w₂为0；

单刀双掷开关S2的刀打到单刀双掷开关S2的第二触点，此时，w₂为1；

单刀单掷开关S3打开，且单刀单掷开关S4关闭，此时，w₃为0；

单刀单掷开关S3关闭，且单刀单掷开关S4打开，此时，w₃为1；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0000时，低频区域子带信号即为遮蔽滤波模块输出的信号，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0010时；低频区域被第一分数内插滤波模块均匀地分为两个带宽为π/6的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0011时；低频区域被第一、二、三分数内插滤波模块及后续的加法器均匀地分为四个带宽为π/12的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0100时；中频区域子带信号即为遮蔽滤波模块输出的信号，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0110时；中频区域被第一分数滤波模块均匀地分为两个带宽为π/6的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0111时；中频区域被第一、二、三分数内插滤波模块及后续的加法器均匀地分为四个带宽为π/12的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为1000时；高频区域子带信号即为遮蔽滤波模块输出的信号，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为1010时；高频区域被第一分数滤波模块均匀地分为两个带宽为π/6的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为1011时；高频区域被第一、二、三分数内插滤波模块及后续的加法器均匀地分为四个带宽为π/12的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

所述低频区域的传递函数为：

F₁(z)＝F(z)  (4)

所述中频区域的传递函数为：

F₃(z)＝F_h(z)  (5)

所述高频区域的传递函数为：

F₂(z)＝z^-Δ-F(z)-F_h(z)  (6)。

步骤(3)：所述第四寄存器的信号输出。

本发明的有益效果：

1本发明复杂度低，并且延迟较小，能够通过对参数的控制在不改变滤波器组结构的情况下改变频带的划分状态，从而实现根据患者的听力损失特性进行声音分解的目标。

2分数内插使本发明可以使用少量的原型滤波器来构建系统，从而降低了复杂度。

3整个频率范围被划分成三个区域，每个区域都有三种不同的子带分解状态，实例表明该滤波器组可以在可接受的延时下满足各种听力损失的需求。

附图说明

图1为分数内插滤波器和掩蔽滤波器的频率响应；

图2为本发明的滤波器组的结构；

图3为本发明的方法流程图；

图4(a)为本发明的分解状态1的子带的生成示意图；

图4(b)和图4(c)为本发明的分解状态2的子带的生成示意图；

图4(d)、图4(e)、图4(f)、图4(g)和图4(h)为本发明的分解状态3的子带的生成示意图；

图5为F(z)和F_h(z)的实现示意图；

图6分数内插模块结构图((N-1)/2为偶数)；

图7(a)为例子1的在高频轻度听力损失下的听力图；

图7(b)为例子1的该滤波器组的幅度响应示意图；

图8(a)为例子2的在所有频带轻度听力损失下的听力图；

图8(b)为例子2的该滤波器组的幅度响应示意图。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

本发明设计的基本原则：

本发明提出的滤波器组算法基于分数内插[R.Mahesh and A.P.Vinod,"Coefficientdecimation approach for realizing reconfigurable finite impulse response filters,"Proceedings ofIEEE international symposium on circuits and syatems,pp.81-84,seattle USA,May 2008.]。对一个原型滤波器，将每D个原型滤波器的系数组合在一起并丢弃其余没有被选中的系数，然后在两个系数之间插入M-1个零点，即构成一个分数内插滤波器H(z^M/D)的系数。H(z^M/D)幅度响应的通带数量N_f由内插因子M来决定，如公式(1)所示，

第i个通带的带宽，B_w(i)，由抽取因子D和内插因子M的比值来决定，如公式(2)所示，

$B_w\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{B}_0\×\frac{D}{M}& i=1\mathrm{and}{N}_f\\ 2B_0\×\frac{D}{M}& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.,---\left(2\right)$

式中，B₀是原型滤波器H(z)的带宽。通带的中心频率ω_k通过公式(3)来计算，

从公式(1)和公式(3)中可以看出，通过改变内插因子M，可以改变H(z^M/D)通带的数量和通带的位置。从公式(2)中可以看出，改变内插因子M和抽取因子D，H(z^M/D)的通带带宽将被改变。分数内插滤波器的上述特殊性构成了滤波器组的可重构基础。此外，如果采用互补运算将会产生更多的通带。应当注意的是，相比原始的滤波器，抽取会导致通带和阻带波纹的增大。因此，原型滤波器的设计应该留有余量，具有较小的通带和阻带波纹，以便使得最终的滤波器符合要求。

通过分数内插生成的通带由掩蔽滤波器来提取。根据公式(2)和(3)，为了产生均匀的子带，通带的中心频率，除第一个和最后一个以外，应该与掩蔽滤波器的3dB截止频率相一致。可以对不同的分数内插滤波器直接地分配不同的掩蔽滤波器，然而，这种方案系统的复杂度是巨大的。为了提高效率，掩蔽滤波器最好是可重复使用的。根据公式(3)，只要内插因子确定，则通带的中心是固定的。这表明，具有相同内插因子的分数内插滤波器产生的通带有可能使用相同的掩蔽滤波器来提取。这个思路如图1所示，图中展示了两个分数内插滤波器和。由于它们的内插因子都是M，因此通带的中心频率是相同的。除了第一个和最后一个通带，其他的通带被两个相邻的掩蔽滤波器分为两部分，这两个分数内插滤波器可以共享同一组掩蔽滤波器。掩蔽滤波器共同覆盖整个频率范围，数量为M。

基于上述基本原则本发明设计一种用于助听器的新型可调滤波器组算法。整个频率范围被均匀地分成三个区域，低频区域(0,π/3),中频区域(π/3,2π/3)和高频区域(2π/3,π)，每个区域，有三种频带分解状态供选择，

1)分解状态一：一个带宽为π/3的子带

2)分解状态二：两个带宽为π/6的子带

3)分解状态三：四个带宽为π/12的子带

根据上述要求，提出的滤波器的结构图如图2所示，它有两个功能块，即通带生成模块和掩蔽模块。由于级联的顺序不影响最终结果，为了减少时延，本发明把掩蔽模块放在多通道生成模块的之前。为了平衡群延迟，应该向分支增加适当数目的时延单元，这在图中没有示出。

如图2所示，用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组，包括依次连接的掩蔽模块和多通带产生模块，

所述掩蔽模块包括基于原型滤波器F(z)的掩蔽滤波模块和三个寄存器，基于原型滤波器F(z)的掩蔽滤波模块的输入端接收输入信号，基于原型滤波器F(z)的掩蔽滤波模块有两个输出端，分别是原型滤波器F(z)的原输出端和π/2对称输出端，所述原输出端与第一寄存器的输入端连接，所述第一寄存器的输出端连接单刀三掷开关S1的第一触点，所述π/2对称输出端连接第二寄存器的输入端，所述第二寄存器的输出端连接单刀三掷开关S1的第二触点，输入信号还与第一加法器的输入端连接，所述第一加法器的输出端与第二加法器的输入端连接，所述第二加法器的输出端与第三寄存器的输入端连接，所述第三寄存器的输出端与单刀三掷开关S1的第三触点连接，所述第一加法器的输入端还与基于原型滤波器F(z)的掩蔽滤波模块的原输出端连接，所述第二加法器的输入端还与原型滤波器F(z)的π/2对称输出端连接；

所述多通带产生模块包括单刀双掷开关S2，所述单刀双掷开关S2的第一触点连接第四寄存器的输入端，

所述单刀双掷开关S2的第二触点连接第一分数内插滤波模块的输入端，所述第一分数内插滤波模块的原输出端连接第四寄存器的输入端，所述第一分数内插滤波模块的补输出端连接第一单刀单掷开关S4的一端，所述第一单刀单掷开关S4的另外一端连接第四寄存器的输入端；

所述单刀双掷开关S2的第二触点还通过第一单刀单掷开关S3分别连接第二分数内插滤波模块的输入端和第三分数内插滤波模块的输入端；

所述第二分数内插滤波模块的输出端与第四寄存器的输入端连接，

所述第三分数内插滤波模块的原输出端与第三加法器的输入端连接，所述第三加法器的输出端与第四寄存器的输入端连接；所述第三加法器的输入端还与第一分数内插滤波模块的原输出端连接；

所述第三分数内插滤波模块的补输出端与第四寄存器的输入端连接；

所述第一分数内插滤波模块的原输出端与第四加法器的输入端连接，所述第三分数内插滤波模块的补输出端与第四加法器的输入端连接，所述第四加法器的输出端与第四寄存器连接，所述第四寄存器输出信号；

所述单刀三掷开关S1的刀与所述单刀双掷开关S2的刀连接。

如图3所示，

用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组的工作方法，包括如下步骤：

步骤(1)：掩蔽模块将接收的声音信号按照频率划分为低频、中频和高频三个区域，

步骤(2)：多通带产生模块用于对低频、中频和高频三个区域，每个区域给出三个不同的子带分解状态，然后将子带信号输出；

所述三个不同的子带分解状态是：

分解状态一：将每个区域分解为带宽为π/3的子带；

分解状态二：将每个区域均匀分解为两个带宽为π/6的子带；

分解状态三：将每个区域均匀分解为四个带宽为π/12的子带。

用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组的工作方法，包括如下步骤：

步骤(1)：原型滤波模块接收输入信号后，将信号进行处理，得到三个频率区域的信号，低频区域的信号频率范围是(0，π/3)，中频区域的信号频率范围是(π/3，2π/3)，高频区域的信号频率范围是(2π/3，π)；将低频区域的信号存入第一寄存器，将中频区域的信号存入第二寄存器，将高频区域的信号存入第三寄存器；

步骤(2)：假设

单刀三掷开关S1的刀打到单刀三掷开关S1的第一触点，此时，w₁为00；

单刀三掷开关S1的刀打到单刀三掷开关S1的第二触点，此时，w₁为01；

单刀三掷开关S1的刀打到单刀三掷开关S1的第三触点，此时，w₁为10；

单刀双掷开关S2的刀打到单刀双掷开关S2的第一触点，此时，w₂为0；

单刀双掷开关S2的刀打到单刀双掷开关S2的第二触点，此时，w₂为1；

单刀单掷开关S3打开，且单刀单掷开关S4关闭，此时，w₃为0；

单刀单掷开关S3关闭，且单刀单掷开关S4打开，此时，w₃为1；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0000时，低频区域子带信号即为遮蔽滤波模块输出的信号，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0010时；低频区域被第一分数内插滤波模块均匀地分为两个带宽为π/6的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0011时；低频区域被第一、二、三分数内插滤波模块及后续的加法器均匀地分为四个带宽为π/12的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0100时；中频区域子带信号即为遮蔽滤波模块输出的信号，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0110时；中频区域被第一分数滤波模块均匀地分为两个带宽为π/6的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0111时；中频区域被第一、二、三分数内插滤波模块及后续的加法器均匀地分为四个带宽为π/12的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为1000时；高频区域子带信号即为遮蔽滤波模块输出的信号，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为1010时；高频区域被第一分数滤波模块均匀地分为两个带宽为π/6的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为1011时；高频区域被第一、二、三分数内插滤波模块及后续的加法器均匀地分为四个带宽为π/12的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

A.掩蔽模块

掩蔽模块的目的是提取所需的通带，其原型滤波器F(z)的3db截止频率为π/3。基于F(z)，可以得到各个频率段的掩蔽滤波器，这些掩蔽滤波器将整个频率范围分成3个均匀的区域。子滤波器中的‘o’端口产生原始滤波器F(z)的输出，‘h’端口产生与F(z)在π/2对称的高通滤波器(表示为F_h(z))的输出。这个高通滤波器可以容易地由原始滤波器得到，这将稍后讨论。三个掩蔽滤波器的z变换表示为F_i(z),i＝1,2,3,如以下公式所示，

F₁(z)＝F(z)                 (4)

F₂(z)＝z^-Δ-F(z)-F_h(z)        (5)

F₃(z)＝F_h(z)                (6)

F₁(z),F₂(z)和F₃(z)的输出被保存下来，按照开关S₁的2比特选择信号w₁，逐个发送到通带生成模块。如果w₁为00，则选择低频区域，如果w₁是01，则选择中频区域，如果w₁是10，则选择高频区域。

B.多通道生成模块

H(z)和它的分数内插滤波器构成多通道生产模块，其功能是生成多个通带。内插滤波器的‘o’端口提供原始的输出，‘c’端口则提供互补滤波器的输出。因为掩蔽滤波器的数量和内插因子的数量相同，所以M等于3。子带的产生如图4(a)-图4(h)所示。该模块的输出记为表示在区域r,分解状态i的第j个子带。

对于分解状态1，掩蔽滤波器本身产生了带宽为π/3的均匀子带，因此不需要新的分数内插滤波器，如图4(a)所示。

对于分解状态2，一半通带由生成，一半通带由的补滤波器生成,然后使用掩蔽滤波器提取这些通带，如图4(b)和图4(c)所示。假定H(z)和F(z)的3dB带宽截止频率分别是ω_hc和ω_fc，为了产生带宽为π/6(F(z)带宽的一半)的均匀通带，按照公式(2)和图4(b)，有下式成立，

$\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hc}}{D}_1}{3}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{fc}}}{2}.---\left(7\right)$

对于分解状态3，通过和的运算产生带宽为π/12(F(z)带宽的四分之一)的期望带宽，如图4(d)、图4(e)、图4(f)、图4(g)和图4(h)。为方便描述，令

$P_1\left(z\right)=H\left(z^{3/D_2}\right)---\left(8\right)$

$P_2\left(z\right)=H\left(z^{{3/D}_1}\right)-H\left(z^{{3/D}_2}\right)---\left(9\right)$

$P_3\left(z\right)=H\left(z^{{3/D}_3}\right)-H\left(z^{{3/D}_2}\right)---\left(10\right)$

$P_4\left(z\right)=z^{-\mathrm{\Δ}}-H\left(z^{{3/D}_3}\right)---\left(11\right)$

P_i(z)的幅度响应经掩蔽之后得到子带和为了得到均匀的子带，应该满足以下公式，

$\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hc}}{D}_2}{3}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{fc}}}{4}---\left(12\right)$

$\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hc}}{D}_3}{3}=\frac{3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{fc}}}{4}---\left(13\right)$

令D₂＝1，同时将带入公式(7),(12)和(13),可以得到，

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hc}}=\frac{\mathrm{\π}}{4}---\left(14\right)$

D₁＝2             (15)

D₃＝3             (16)

既原型滤波器F(z)和H(z)的截止频率分别是π/3和π/4。为了确保该掩蔽滤波器能完整地提取出期望的子带，F₁(z)的阻带边缘，ω_fs，应该比二阶通带的左通带边缘ω_n小，如图4(f)中所示，

ω_fs≤ω_n              (17)

假设F(z)和H(z)的过渡带宽分别是d_f和d_h，在(17)中利用已知变量来替代ω_fs和ω_n，可以得到，

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{fc}}+\frac{d_f}{2}\≤\frac{2\mathrm{\π}}{3}-\frac{({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hc}}+\frac{d_h}{2})D_3}{3}---\left(18\right)$

化简(18)得到d_f和d_h之间的关系，

$d_h+d_f\≤\frac{\mathrm{\π}}{6}---\left(19\right)$

在多通带生成模块中，开关S₂,S₃和S₄由参数w₂和w₃来控制。对开关S₂来说，当w₂＝0时，接通上支路；当w₂＝1时，接通下支路。对开关S₃来说，当w₃＝0时，状态为打开；当w₃＝1时，状态为关闭(稍后将会看到S₃是代表一组开关的符号)。开关S₄的状态和S₃的状态相反,可以由w₃的补信号控制。表1中给出了S₂,S₃和S₄的控制信号以及相应的输入和输出。例如，当控制信号W＝[w₁ w₂ w₃]为1010，在区域3中使用分解状态2。由于有3个区域，按照该结构，需要3轮得到所有的输出。每一轮的输出被保存起来等待最后被输出。

表1.子带生成

C实现

本发明提出的滤波器组可以有效地实现。原型滤波器F(z)和H(z)都是线性相位奇数长度的FIR滤波器。假定F(z)和H(z)的系数分别为[f₀,f₁,…,f_N]和[h₀,h₁,…,h_L]，这里的N和L为滤波器的阶数，可以得到，

f(k)＝f(N-k),k＝0,...,N         (20)

h(k)＝h(L-k),k＝0,...,L         (21)

在掩蔽模块中，原始滤波器和与其在π/2处对称的滤波器可以集成在一起，如图5所示。F_h(z)可以通过交替地改变F(z)系数符号产生,因此乘法器可以共享。

在多通带生成模块中，需要考虑分数内插滤波器和它们的补滤波器的实现。为了共享乘法器，使用了转置形式的原型滤波器。选择乘法器的每D个输出组成抽取滤波器的乘法器输出，并通过使用M个延迟原件替换原始滤波器的单个延迟原件来获得内插。

图6分数内插滤波器的实体构架(假设原型滤波器长度为N，且(N+1)/2为偶数；若为奇数，则去掉图中系数为h₀的乘法器处的开关S₃)

如图6所示，所述第一分数内插滤波器模块包括输入端、第一分数内插滤波器模块原输出端、第一分数内插滤波器模块补输出端，所述输入端依次通过模块D和加法器A1与第一分数内插滤波器模块补输出端连接，所述输入端还通过若干个并联的乘法器与模块D&A-1连接，模块D&A-1与第一分数内插滤波器模块的原输出端连接；

所述若干个并联的乘法器包括乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-3)/2，乘法器h_(N-5)/2依次类推，一直到乘法器h₀；N为奇数；N是原型滤波器H(z)的长度；

所述模块D为若干个移位寄存器；所述模块D&A-1为包括串联且依次交替的寄存器组和加法器；

乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-5)/2依次类推，一直到乘法器h₀或乘法器h₁，与其对应的每个D&A-1单元的加法器连接；除h_(N-1)/2外每个乘法器连接两个加法器，这两个加法器在位置上以h_(N-1)/2所连接的加法器为对称中心。

乘法器h₀(当(N-1)/2为偶数时)或乘法器h₁(当(N-1)/2为奇数时)与模块D&A-1的一端的首个寄存器组连接，乘法器h₀(当(N-1)/2为偶数时)或乘法器h₁(当(N-1)/2为奇数时)与模块D&A-1的另一端的首个加法器连接；(结构图以(N-1)/2为偶数时为例)

所述加法器A1的输入端还与第一分数内插滤波器模块补输出端连接。

所述第二分数内插滤波器模块包括输入端和第二分数内插滤波器模块的输出端，所述输入端还通过若干个并联的乘法器与模块D&A-2连接，模块D&A-2与第二分数内插滤波器模块的输出端连接；

所述若干个并联的乘法器包括乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-3)/2、乘法器h_(N-5)/2、乘法器h_(N-7)/2依次类推，一直到乘法器h₀；除h_(N-1)/2外每个乘法器连接两个加法器，这两个加法器在位置上以h_(N-1)/2所连接的加法器为对称中心。所述模块D为若干个移位寄存器；所述模块D&A-2为包括串联且依次交替的寄存器组和加法器；

乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-3)/2、乘法器h_(N-5)/2、乘法器h_(N-7)/2依次类推，一直到乘法器h₀均通过单刀单掷开关S3与其对应的模块D&A-2的加法器连接；

乘法器h₀与模块D&A-2的一端的首个寄存器组连接，乘法器h₀与模块D&A-2的另一端的首个加法器连接；(结构图以(N-1)/2为偶数时为例)

所述第三分数内插滤波器模块包括输入端、第三分数内插滤波器模块原输出端、第三分数内插滤波器模块补输出端，所述输入端依次通过模块D和加法器A2与第三分数内插滤波器模块补输出端连接，所述输入端还通过若干个并联的乘法器与模块D&A-3连接，模块D&A-3与第三分数内插滤波器模块的原输出端连接；

所述若干个并联的乘法器包括乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-7)/2、乘法器h_(N-13)/2依次类推，直到乘法器N为奇数。

所述模块D为若干个移位寄存器；

所述模块D&A-3为包括串联且依次交替的寄存器组和加法器；

乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-7)/2、乘法器h_(N-13)/2，依次类推，直到乘法器与其对应的每个D&A-3单元的加法器连接；乘法器h_(N-1)/2只连接一个加法器，除乘法器h_(N-1)/2外每个乘法器连接两个加法器，这两个加法器在位置上以h_(N-1)/2所连接的加法器为对称中心。

乘法器与D&A-3模块的一端的首个寄存器组连接；乘法器与D&A-3模块的另一端的首个加法器连接；其中，为(N-1)/2除以3的余数；

所述加法器A2的输入端还与第三分数内插滤波器模块原输出端连接。

由于三个分数内插滤波器来自同一个原型滤波器，因而他们的乘法器可以共享，从而大大降低了系统的复杂度。

下面用例子来说明该滤波器的思路。根据公式(14)，F(z)的截止频率为π/3，H(z)的截止频率为π/4。从公式(19)可知，这两个原型滤波器的过渡带宽之和至多不超过π/6。为了降低复杂度，本发明采用令d_h＝0.1π，则d_f＝0.067π。F(z)和H(z)的通带边缘分别是(0.3π，0.3667π)和(0.2π,0.3π),理想的通带波纹是0.005，阻带衰减是-50dB。使用的子带越多在该区域中提供的补偿越灵活，因此本发明在阈值曲线斜率较大的区域使用具有更多子带(窄带)的分解状态。下面给出两个例子。

例1.高频轻度听力损失

这种类型听力损失的患者不能听到r s's,z's,th's,v's,以及其他高频清辅音。图7(a)给出了听力敏度图,本发明据此对右耳听力阈值(由’O’表示)进行补偿。在中频范围区域内阈值曲线的斜率较大，因此本发明放置更多的子带在该区域。由于在低频区域听力较好，可以在低频区域使用较宽的子带。区域1,2,3的分解计划分别为分解状态1，分解状态3和分解状态2。总共产生7个子带。图7(b)中给出了该滤波器组的幅度响应。

例2.所有频带轻度听力损失

具有图8(a)的听力敏度图的听力损失患者，能理解1到2米距离之内的会话，这个会话距离明显比一个听力正常的人小很多(正常听力的人可以理解会话的距离高达12米)。听力阈值曲线在低频区域比在中频和高频区域有更高的波动。因此考虑在低频放置更多的子带。对区域1,2,3的分解计划分别为分解状态3、分解状态2和分解状态1。图8(b)给出了该滤波器组的幅度响应。

该滤波器组由一个长度为81的F(z)和长度为69的H(z)产生。由于它们都是线性相位滤波器，需要76个不同的系数来生成21个不同的子带。表2显示了该滤波器组与其他可调滤波器组(有相同性能指标)复杂度的比较。与IIR可调滤波器组[[13]T.B.Deng,“Three-channelvariable filter-bank for digital hearing aids”IET Signal Processing,vol.4,no.2,pp.181-196,Apr.2010.]相比，上述滤波器组在复杂度上稍有降低，但是提供了更多的子带，并且具有严格的线性相位性质。与非均匀滤波器组[[9]Yong.Lian,and Ying Wei,“A ComputationallyEfficient Non-Uniform FIR Digital Filter bank for Hearing Aid,”IEEE Transactions on Circuitsand Systems I:Regular Papers,vol.52,pp.2754-2762,Dec.2005.]相比复杂度降低了54.1％，与可配置滤波器组[Ying Wei and Debao Liu,“A Reconfigurable Digital Filterbank for Hearing AidSystems with a Variety of Sound Wave Decomposition Plans”，IEEE Transactions on BiomedicalEngineering,Vol.60,Issue:6,pp.1628–1635,2013.]相比复杂度降低了15.6％。

表2.本发明滤波器组和其他滤波器组的复杂性比较

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (8)

1.用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组，其特征是，包括依次连接的掩蔽模块和多通带产生模块，

所述掩蔽模块用于将接收的声音信号按照频率划分为低频、中频和高频三个区域，

所述多通带产生模块用于对低频、中频和高频三个区域，每个区域给出三个不同的子带分解状态，然后将子带信号输出；

所述三个不同的子带分解状态是：

分解状态一：将每个区域分解为带宽为π/3的子带；

分解状态二：将每个区域均匀分解为两个带宽为π/6的子带；

分解状态三：将每个区域均匀分解为四个带宽为π/12的子带。

2.如权利要求1所述用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组，其特征是，包括依次连接的掩蔽模块和多通带产生模块，

所述掩蔽模块包括基于原型滤波器F(z)的掩蔽滤波模块和三个寄存器，基于原型滤波器F(z)的掩蔽滤波模块的输入端接收输入信号，基于原型滤波器F(z)的掩蔽滤波模块有两个输出端，分别是原型滤波器F(z)的原输出端和π/2对称输出端，所述原输出端与第一寄存器的输入端连接，所述第一寄存器的输出端连接单刀三掷开关S1的第一触点，所述π/2对称输出端连接第二寄存器的输入端，所述第二寄存器的输出端连接单刀三掷开关S1的第二触点，输入信号还与第一加法器的输入端连接，所述第一加法器的输出端与第二加法器的输入端连接，所述第二加法器的输出端与第三寄存器的输入端连接，所述第三寄存器的输出端与单刀三掷开关S1的第三触点连接，所述第一加法器的输入端还与基于原型滤波器F(z)的掩蔽滤波模块的原输出端连接，所述第二加法器的输入端还与原型滤波器F(z)的π/2对称输出端连接；

所述多通带产生模块包括单刀双掷开关S2，所述单刀双掷开关S2的第一触点连接第四寄存器的输入端，

所述单刀双掷开关S2的第二触点连接第一分数内插滤波模块的输入端，所述第一分数内插滤波模块的原输出端连接第四寄存器的输入端，所述第一分数内插滤波模块的补输出端连接第一单刀单掷开关S4的一端，所述第一单刀单掷开关S4的另外一端连接第四寄存器的输入端；

所述单刀双掷开关S2的第二触点还通过第一单刀单掷开关S3分别连接第二分数内插滤波模块的输入端和第三分数内插滤波模块的输入端；

所述第二分数内插滤波模块的输出端与第四寄存器的输入端连接，

所述第三分数内插滤波模块的原输出端与第三加法器的输入端连接，所述第三加法器的输出端与第四寄存器的输入端连接；所述第三加法器的输入端还与第一分数内插滤波模块的原输出端连接；

所述第三分数内插滤波模块的补输出端与第四寄存器的输入端连接；

所述第一分数内插滤波模块的原输出端与第四加法器的输入端连接，所述第三分数内插滤波模块的补输出端与第四加法器的输入端连接，所述第四加法器的输出端与第四寄存器连接，所述第四寄存器输出信号；

所述单刀三掷开关S1的刀与所述单刀双掷开关S2的刀连接。

3.如权利要求2所述用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组，其特征是，所述第一分数内插滤波器模块包括输入端、第一分数内插滤波器模块原输出端、第一分数内插滤波器模块补输出端，所述输入端依次通过模块D和加法器A1与第一分数内插滤波器模块补输出端连接，所述输入端还通过若干个并联的乘法器与模块D&A-1连接，模块D&A-1与第一分数内插滤波器模块的原输出端连接；

所述若干个并联的乘法器包括乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-3)/2，乘法器h_(N-5)/2依次类推，一直到乘法器h₀；N为奇数；N是原型滤波器H(z)的长度；

所述模块D为若干个移位寄存器；所述模块D&A-1为包括串联且依次交替的寄存器组和加法器；

乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-5)/2依次类推，一直到乘法器h₀或乘法器h₁，与其对应的每个D&A-1单元的加法器连接；除h_(N-1)/2外每个乘法器连接两个加法器，这两个加法器在位置上以h_(N-1)/2所连接的加法器为对称中心；

乘法器h₀或乘法器h₁与模块D&A-1的一端的首个寄存器组连接，乘法器h₀或乘法器h₁与模块D&A-1的另一端的首个加法器连接；

所述加法器A1的输入端还与第一分数内插滤波器模块补输出端连接。

4.如权利要求2所述用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组，其特征是，

所述第二分数内插滤波器模块包括输入端和第二分数内插滤波器模块的输出端，所述输入端还通过若干个并联的乘法器与模块D&A-2连接，模块D&A-2与第二分数内插滤波器模块的输出端连接；

所述若干个并联的乘法器包括乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-3)/2、乘法器h_(N-5)/2、乘法器h_(N-7)/2依次类推，一直到乘法器h₀；除h_(N-1)/2外每个乘法器连接两个加法器，这两个加法器在位置上以h_(N-1)/2所连接的加法器为对称中心；

所述模块D为若干个移位寄存器；所述模块D&A-2为包括串联且依次交替的寄存器组和加法器；

乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-3)/2、乘法器h_(N-5)/2、乘法器h_(N-7)/2依次类推，一直到乘法器h₀均通过单刀单掷开关S3与其对应的模块D&A-2的加法器连接；

乘法器h₀与模块D&A-2的一端的首个寄存器组连接，乘法器h₀与模块D&A-2的另一端的首个加法器连接。

5.如权利要求2所述用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组，其特征是，

所述第三分数内插滤波器模块包括输入端、第三分数内插滤波器模块原输出端、第三分数内插滤波器模块补输出端，所述输入端依次通过模块D和加法器A2与第三分数内插滤波器模块补输出端连接，所述输入端还通过若干个并联的乘法器与模块D&A-3连接，模块D&A-3与第三分数内插滤波器模块的原输出端连接；

所述若干个并联的乘法器包括乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-7)/2、乘法器h_(N-13)/2依次类推，直到乘法器N为奇数；

所述模块D为若干个移位寄存器；

所述模块D&A-3为包括串联且依次交替的寄存器组和加法器；

乘法器h_(N-1)/2、乘法器h_(N-7)/2、乘法器h_(N-13)/2，依次类推，直到乘法器与其对应的每个D&A-3单元的加法器连接；乘法器h_(N-1)/2只连接一个加法器，除乘法器h_(N-1)/2外每个乘法器连接两个加法器，这两个加法器在位置上以h_(N-1)/2所连接的加法器为对称中心；

乘法器与D&A-3模块的一端的首个寄存器组连接；乘法器与D&A-3模块的另一端的首个加法器连接；其中，为(N-1)/2除以3的余数；

所述加法器A2的输入端还与第三分数内插滤波器模块原输出端连接。

6.如权利要求1所述用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组，其特征是，所述掩蔽模块将信号分到三个等均匀的频带，所述三个等均匀的频带分别是低频区、高频区和中频区；

所述低频区的传递函数F₁(z)表示为：

F₁(z)＝F(z)  (4)；

所述高频区的传递函数F₃(z)表示为：

F₃(z)＝F_h(z)  (5)；

其中，F_h(z)表示与F(z)在π/2对称的高通滤波器

所述中频区的传递函数F₂(z)表示为：

F₂(z)＝z^-Δ-F(z)-F_h(z)  (6)；

其中，z^-Δ表示时延。

7.用于数字助听器的低复杂度可调滤波器组的工作方法，其特征是，包括如下步骤：

步骤(1)：掩蔽模块将接收的声音信号按照频率划分为低频、中频和高频三个区域，

步骤(2)：多通带产生模块用于对低频、中频和高频三个区域，每个区域给出三个不同的子带分解状态，然后将子带信号输出；

所述三个不同的子带分解状态是：

分解状态一：将每个区域分解为带宽为π/3的子带；

分解状态二：将每个区域均匀分解为两个带宽为π/6的子带；

分解状态三：将每个区域均匀分解为四个带宽为π/12的子带。

8.如权利要求7所述的方法，其特征是，包括如下步骤：

步骤(1)：原型滤波模块接收输入信号后，将信号进行处理，得到三个频率区域的信号，低频区域的信号频率范围是(0，π/3)，中频区域的信号频率范围是(π/3，2π/3)，高频区域的信号频率范围是(2π/3，π)；将低频区域的信号存入第一寄存器，将中频区域的信号存入第二寄存器，将高频区域的信号存入第三寄存器；

步骤(2)：假设

单刀三掷开关S1的刀打到单刀三掷开关S1的第一触点，此时，w₁为00；

单刀三掷开关S1的刀打到单刀三掷开关S1的第二触点，此时，w₁为01；

单刀三掷开关S1的刀打到单刀三掷开关S1的第三触点，此时，w₁为10；

单刀双掷开关S2的刀打到单刀双掷开关S2的第一触点，此时，w₂为0；

单刀双掷开关S2的刀打到单刀双掷开关S2的第二触点，此时，w₂为1；

单刀单掷开关S3打开，且单刀单掷开关S4关闭，此时，w₃为0；

单刀单掷开关S3关闭，且单刀单掷开关S4打开，此时，w₃为1；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0000时，低频区域子带信号即为遮蔽滤波模块输出的信号，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0010时；低频区域被第一分数内插滤波模块均匀地分为两个带宽为π/6的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0011时；低频区域被第一、二、三分数内插滤波模块及后续的加法器均匀地分为四个带宽为π/12的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0100时；中频区域子带信号即为遮蔽滤波模块输出的信号，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0110时；中频区域被第一分数滤波模块均匀地分为两个带宽为π/6的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为0111时；中频区域被第一、二、三分数内插滤波模块及后续的加法器均匀地分为四个带宽为π/12的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为1000时；高频区域子带信号即为遮蔽滤波模块输出的信号，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为1010时；高频区域被第一分数滤波模块均匀地分为两个带宽为π/6的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

当控制信号W＝[w₁w₂w₃]为1011时；高频区域被第一、二、三分数内插滤波模块及后续的加法器均匀地分为四个带宽为π/12的子带，子带信号被存储到第四寄存器；

所述低频区域的传递函数为：

F₁(z)＝F(z)  (4)

所述中频区域的传递函数为：

F₃(z)＝F_h(z)  (5)

所述高频区域的传递函数为：

F₂(z)＝z^-Δ-F(z)-F_h(z)  (6)；

步骤(3)：所述第四寄存器的信号输出。