CN104468446A

CN104468446A - 下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法

Info

Publication number: CN104468446A
Application number: CN201310447190.7A
Authority: CN
Inventors: 杨程; 王晓妮; 寇亚军; 李明齐; 缪军; 封松林
Original assignee: Shanghai Advanced Research Institute of CAS
Current assignee: Shanghai Advanced Research Institute of CAS
Priority date: 2013-09-25
Filing date: 2013-09-25
Publication date: 2015-03-25
Anticipated expiration: 2033-09-25
Also published as: CN104468446B

Abstract

本发明提供一种下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，所述设计方法至少包括：每个NGB-W帧中OFDM符号的导频单元值均由导频参考序列调制生成，其中 m 为帧索引，为OFDM符号索引，为有效子载波索引；所述参考序列由一个符号级导频PRBS序列和一个帧级导频PRBS序列共同生成，其中，本发明的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法考虑了各种类型的无线信道场景，其中信令导频和帧尾导频的密度足够高，可以用于系统承受限度下恶劣信道环境的信道估计；对于连续导频系统定时细同步的性能和小数倍载波细同步性能，在NGB-W系统与DVB-T2中性能基本相当。

Description

下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法

技术领域

本发明涉及移动通信领域，特别地，涉及一种下一代广播电视无线（Next GenerationBroadcast Wireless，NGB-W）通信系统中导频的设计方法。

背景技术

随着世界经济文化的快速发展，移动用户对信息业务的需求量快速增长。单独依靠传统广播网或传统双向通信网，都无法实现移动信息业务的最优化传输。而下一代广播电视无线通信系统可实现无线广播和双向通信的融合共存，是解决移动信息业务数据量快速增长和无线网络传输容量受限之间矛盾的有效途径。

信道估计单元和时频跟踪同步单元是通信系统，例如移动通信系统、广播系统中必不可少的功能部件。发送端发出的无线信号经历无线信道后发生畸变，接收端把信号的畸变矫正过来，需要获取信道的相关信息。而信道的相关信息的获取需要利用导频信息。系统时频同步同样需要利用导频获得失步信息。所以，这几个功能单元的实现都离不开系统携带的导频。导频是分布在系统时频资源块中的调制符号，其分布位置收发两端已知。导频设计包括两方面的内容：导频序列的产生和导频位置的确定。这是任何多载波通信系统的设计中不可缺少的内容。

NGB-W系统针对不同的应用环境、场景和应用需求，设计了多种不同类型的导频，而且考虑到无线信道的多样性和复杂性，针对用于信道估计的离散导频，设计了多种不同的导频模式，保证在不同的信道环境下，也能获得更好的系统性能。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，用于解决NGB-W系统的信道估计、时频跟踪的问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，所述设计方法至少包括：每个NGB-W帧中OFDM符号的导频单元值y_m,l,k均由导频参考序列r_l,k调制生成，其中m为帧索引，l为OFDM符号索引，k为有效子载波索引；所述参考序列r_l,k由一个符号级导频PRBS序列u_k和一个帧级导频PRBS序列v_l共同生成，其中，

r_{l, k} = u_{k} &CirclePlus; v_{l} .

根据上述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其中：将NGB-W系统的传输带宽分成左右两个子带，所述两个子带上导频的位置分布相同。

根据上述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其中：所述导频包括信令导频、离散导频、连续导频、边缘导频和帧尾导频。

根据上述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其中：所述符号级导频PRBS序列的长度N_PRBS等于OFDM符号内有效子载波的数量N_a，由移位寄存器组所生成前N_PRBS个比特构成，所述移位寄存器组的初始状态为‘11111111111’，并随着每个子载波级时钟的到来进行从左向右的移位，最左边的1位由移位寄存器组的第9位和第11位相异或的结果进行填充。

根据上述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其中：所述帧级导频PRBS序列的长度N_PRBS等于NGB-W帧中信令符号和数据符号的数量由移位寄存器组所生成的前N_PRBS个比特构成，所述移位寄存器组的初始状态为‘00000000001’，并随着每个符号级时钟的到来进行从左向右的移位，最左边的1位由移位寄存器组的第2位和第11位相异或的结果进行填充。

进一步地，根据上述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其中：在数据符号中，当有效子载波k满足下列关系时，子载波k所在位置放置离散导频：

\{\begin{matrix} k \mod (D_{X} \cdot D_{Y}) = D_{X} \cdot [(N_{S_Sym} - l) \mod D_{Y}] & 0 < k < \frac{N_{a}}{2} - 1 \\ (k - \frac{N_{a}}{2}) \mod (D_{X} \cdot D_{Y}) = D_{X} \cdot [(N_{S_Sym} - l) \mod D_{Y}] & \frac{N_{a}}{2} < k < N_{a} - 1 \end{matrix}

其中，D_X为离散导频的频域最小间隔，D_Y为离散导频的时域最小间隔，N_{S_Sym}为该NGB-W帧内信令符号的数量，N_a为有效子载波数量。

进一步地，根据上述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其中：在数据符号中，当有效子载波k满足下列关系时，则子载波k所在位置放置连续导频：

\{\begin{matrix} k \mod Δ = D_{X}^{\min} - 1 & D_{X}^{\min} - 1 \leq k \leq Δ \times (\frac{N_{CP}}{2} - 1) {+ D}_{X}^{\min} - 1 \\ (k - \frac{N_{a}}{2}) \mod Δ = D_{X}^{\min} - 1 & \frac{N_{a}}{2} + D_{X}^{\min} - 1 \leq k \leq \frac{N_{a}}{2} + Δ \times (\frac{N_{CP}}{2} - 1) + D_{X}^{\min} - 1 \end{matrix}

其中，N_CP为数据符号中连续导频的数量，D_X为离散导频的频域最小间隔，为D_X的最小值，N_a为有效子载波数量。

进一步地，根据上述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其中：在数据符号和帧尾符号中，当有效子载波k满足下列关系时，子载波k所在位置放置边缘导频：

k = 0, k = \frac{N_{a}}{2} - 1, k = \frac{N_{a}}{2}, k = N_{a} - 1,

其中，N_a为有效子载波数量。

进一步地，根据上述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其中：在信令符号中，当采用4K FFT、8K FFT或16K FFT模式，且有效子载波k满足下列关系时，子载波k所在位置放置信令导频：

\{\begin{matrix} k \mod 3 = 0 & 0 \leq k \leq \frac{N_{a}}{2} - 1 \\ k \mod 3 = \frac{N_{a}}{2} \mod 3 & \frac{N_{a}}{2} \leq k \leq N_{a} - 1 \end{matrix}

在信令符号中，当采用32K FFT模式，且有效子载波k满足下列关系时，子载波k所在位置放置信令导频：

\{\begin{matrix} k \mod 6 = 0 & 0 \leq k \leq \frac{N_{a}}{2} - 1 \\ k \mod 6 = \frac{N_{a}}{2} \mod 6 & \frac{N_{a}}{2} \leq k \leq N_{a} - 1 \end{matrix}

其中，N_a为有效子载波数量。

进一步地，根据上述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其中：在帧尾符号中，当有效子载波k满足下列关系时，子载波k所在位置放置帧尾导频：

\{\begin{matrix} k \mod D_{X} = 0 & 0 < k < \frac{N_{a}}{2} - 1 \\ k \mod D_{X} = \frac{N_{a}}{2} \mod D_{X} & \frac{N_{a}}{2} < k < N_{a} - 1 \end{matrix}

其中，D_X为离散导频的频域最小间隔，N_a为有效子载波数量。

如上所述，本发明的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，具有以下有益效果：

（1）信令导频、离散导频、边缘导频和帧尾导频的设计主要用于实现通信链路的信道估计，本发明的导频设计考虑了各种类型的无线信道场景，其中信令导频和帧尾导频的密度足够高，可以用于系统承受限度下恶劣信道环境的信道估计；

（2）对于连续导频系统定时细同步的性能和小数倍载波细同步性能，本发明所设计的导频在NGB-W系统与DVB-T2中的性能基本相当。

附图说明

图1显示为本发明中导频参考序列生成的方法流程图；

图2显示为本发明中符号级导频PRBS序列生成器的结构示意图；

图3显示为本发明中帧级导频PRBS序列生成器的结构示意图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

每个NGB-W帧中OFDM符号的导频单元值y_m,l,k均由导频参考序列r_l,k调制生成，其中，l和k分别表示OFDM符号索引和有效子载波索引。参照图1，参考序列r_l,k由一个符号级导频伪随机二进制序列（Pseudo Random Binary Sequence，PRBS）u_k和一个帧级导频PRBS序列v_l共同生成，如下式所示：

r_{l, k} = u_{k} &CirclePlus; v_{l}

其中，符号级导频PRBS序列的每个输出值作用在OFDM符号的子载波上，符号级导频PRBS序列的长度N_PRBS等于OFDM符号内有效子载波的数量N_a。参照图2，符号级导频PRBS序列生成器中包括长度为11的移位寄存器组，其初始状态为‘11111111111’。随着每个子载波级时钟的到来进行从左向右的移位，最左边的1位由移位寄存器组的第9位和第11位相异或的结果进行填充。每个符号周期进行一次重置，即复位为初始状态。

符号级导频PRBS序列，由移位寄存器组所生成前N_PRBS个比特构成。该移位寄存器组的初始值为全1，对应的生成多项式为x¹¹+x⁹+1，序列输出为u₀,u₁,u₂…=1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,0,0…。该符号级导频PRBS序列与FFT点数和导频类型无关，是一个时间域上的唯一序列。

帧级导频PRBS序列的每个输出值作用在NGB-W帧的每个OFDM符号上，帧级导频PRBS序列的长度N_PRBS等于NGB-W帧中信令符号和数据符号的数量如图3所示，帧级导频PRBS序列生成器包括长度为11的移位寄存器组，初始状态为‘00000000001’，随着每个符号级时钟的到来进行从左向右的移位，最左边的1位由移位寄存器组的第2位和第11位相异或的结果进行填充。每个帧周期进行一次重置，即复位为初始状态。

帧级导频PRBS序列，由移位寄存器组所生成的前N_PRBS个比特构成。该移位寄存器的初始值为0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,1，对应的生成多项式为x¹¹+x²+1，序列输出为v₀,v₁,v₂…=1,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,1,0...。

NGB-W系统以0号子载波位置为分界点，将系统传输带宽分成了两个子带，0号子载波不承载信息，系统的导频按照左右两个子带进行设计，两个子带上导频的位置分布完全一样。NGB-W系统的导频包括信令导频、离散导频、连续导频、边缘导频和帧尾导频。下面分别介绍上述各种导频：

1、离散导频

离散导频包括PP1至PP8的8种类型的导频。在不同的无线信道环境下，可以选择不同的离散导频类型。对应PP1到PP8，时频密度从密集到稀疏。因此信道估计可以获得较好的效果。在数据符号中，当有效子载波k满足下列关系时，子载波k所在位置放置离散导频：

\{\begin{matrix} k \mod (D_{X} \cdot D_{Y}) = D_{X} \cdot [(N_{S_Sym} - l) \mod D_{Y}] & 0 < k < \frac{N_{a}}{2} - 1 \\ (k - \frac{N_{a}}{2}) \mod (D_{X} \cdot D_{Y}) = D_{X} \cdot [(N_{S_Sym} - l) \mod D_{Y}] & \frac{N_{a}}{2} < k < N_{a} - 1 \end{matrix}

其中，l为NGB-W帧内OFDM符号索引；D_X为离散导频的频域最小间隔，D_Y为离散导频的时域最小间隔；N_{S_Sym}为该NGB-W帧内信令符号的数量；N_a为有效子载波数量。对于不同离散导频类型，D_X和D_Y的取值如表1所示。

表1不同离散导频类型的参数定义

离散导频类型	PP1	PP2	PP3	PP4	PP5	PP6	PP7	PP8
									D_X	3	6	6	12	12	24	24	6
D_Y	4	2	4	2	4	2	4	16

在其中，MIMO和MISO统称为MIXO，没有使用的组合用‘NA’表示。

表2中，定义了在单输入单输出（Single Input Single Output，SISO）模式、多输入单输出（Multi Input Single Output，MISO）和多输入多输出（Multi Input Multi Output，MIMO）模式中可用的离散导频类型、FFT点数及保护间隔（Guard Interval，GI）比例的参数组合。其中，MIMO和MISO统称为MIXO，没有使用的组合用‘NA’表示。

表2SISO模式和MIXO模式中，FFT点数和保护间隔组合对应的离散导频类型

制定表2中的参数组合主要出于以下考虑：

（1）离散导频必须满足约束条件：导频的频域间隔D_X<1/GI；

（2）对于GI=1/128，所有PP模式下D_X·D_Y都小于1/GI，保留PP7足够了；

（3）对于D_X·D_Y>1/GI的PP模式，在信道估计时，需要先进行时域维插值，然后进行频域维插值；

（4）对于32K FFT，时域维的导频间隔只保留2，否则需要存储4个OFDM符号，存储器开销过大。因此，对于32K FFT，D_X·D_Y>1/GI的PP模式中，去掉D_Y=4导频模式。

离散导频幅度A_SP与离散导频类型的关系，如表3所示。

表3离散导频幅度

离散导频的调制值y_m,l,k由下式给出：

Re{y_m,l,k}=2A_SP(1/2-r_l,k)

Im{y_m,l,k}=0

其中，m为帧索引，l为NGB-W帧内OFDM符号索引，k为子载波索引。

2、连续导频

连续导频主要用于系统的细跟踪同步，包括系统定时细同步和小数倍载波同步。在数据符号中，当有效子载波k满足下列关系时，则子载波k所在位置放置连续导频：

\{\begin{matrix} k \mod Δ = D_{X}^{\min} - 1 & D_{X}^{\min} - 1 \leq k \leq Δ \times (\frac{N_{CP}}{2} - 1) {+ D}_{X}^{\min} - 1 \\ (k - \frac{N_{a}}{2}) \mod Δ = D_{X}^{\min} - 1 & \frac{N_{a}}{2} + D_{X}^{\min} - 1 \leq k \leq \frac{N_{a}}{2} + Δ \times (\frac{N_{CP}}{2} - 1) + D_{X}^{\min} - 1 \end{matrix}

其中，N_CP为数据符号中连续导频的数量。当采用4K FFT或8K FFT时，N_CP=50；当采用16K FFT时，N_CP=90；当采用32K FFT时，N_CP=180；其中为各种离散导频类型下D_X的最小值。

连续导频的调制值y_m,l,k由下式给出：

Re{y_m,l,k}=1-2r_l,k

Im{y_m,l,k}=0

3、边缘导频

边缘导频用于边缘位置时频资源块的信道估计，边缘导频位于两个子带的边缘位置。在数据符号和帧尾符号中，当有效子载波k满足下列关系时，子载波k所在位置放置边缘导频：

k = 0, k = \frac{N_{a}}{2} - 1, k = \frac{N_{a}}{2}, k = N_{a} - 1

边缘导频的调制值y_m,l,k由下式给出：

Re{y_m,l,k}=1-2r_l,k

Im{y_m,l,k}=0

4、信令导频

信令导频用于信令符号的信道估计，必须保证在频域的间隔小于保护间隔的倒数，即1/GI。信令符号承载了信令信息，为保证传输的可靠性，信令导频应相对较密。从离散导频模式可知，当FFT大小为32K时，GI比例最大为1/8，此时对应的离散导频模式频域间隔最小值为6；而当FFT大小为其他值时，GI比例最大为1/4，对应的离散导频模式频域间隔最小值为3。因此，为保证传输的可靠性，当FFT大小为32K时，信令导频模式的频域间隔值选为离散导频中间隔值的最小者6，即密度最高者；而当FFT大小为其他值时，信令导频模式的频域间隔值选为离散导频中间隔值的最小者3，即密度最高者。

在信令符号中，当采用4K FFT、8K FFT或16K FFT模式，且有效子载波k满足下列关系时，子载波k所在位置放置信令导频：

\{\begin{matrix} k \mod 3 = 0 & 0 \leq k \leq \frac{N_{a}}{2} - 1 \\ k \mod 3 = \frac{N_{a}}{2} \mod 3 & \frac{N_{a}}{2} \leq k \leq N_{a} - 1 \end{matrix}

\{\begin{matrix} k \mod 6 = 0 & 0 \leq k \leq \frac{N_{a}}{2} - 1 \\ k \mod 6 = \frac{N_{a}}{2} \mod 6 & \frac{N_{a}}{2} \leq k \leq N_{a} - 1 \end{matrix}

信令导频的幅度调整因子为信令导频的调制值y_m,l,k由下式给出：

Re{y_m,l,k}=2A_SSP(1/2-r_l,k)

Im{y_m,l,k}=0

5、帧尾导频

在帧尾符号中，当有效子载波k满足下列关系时，子载波k所在位置放置帧尾导频：

\{\begin{matrix} k \mod D_{X} = 0 & 0 < k < \frac{N_{a}}{2} - 1 \\ k \mod D_{X} = \frac{N_{a}}{2} \mod D_{X} & \frac{N_{a}}{2} < k < N_{a} - 1 \end{matrix}

帧尾导频的幅度与离散导频相同，其调制值y_m,l,k由下式给出：

Re{y_m,l,k}=2A_SP(1/2-r_l,k)

Im{y_m,l,k}=0

为了解决发送端两天线配置时导频的分布问题，需要在MIXO模式下对导频进行修正。其中，组2发射机的连续导频与组1发射机的连续导频分布在相同的位置。一般情况下，组2发射机的离散导频、帧尾导频和信令导频的位置是在组1发射机对应导频位置的基础上在频域向右移位1个子载波，然后在特殊位置对右移的结果进行修正。当组1发射机信令导频分布在有效子载波和k=N_a-1上时，组2发射机对应的信令导频应分布在有效子载波和k=N_a-2上。组2发射机边缘导频的位置分布在有效子载波上。在组1发射机发送导频的子载波位置，组2发射机不发送任何能量；反之亦然。组1发射机的连续导频与组2发射机的连续导频分布在相同的时频位置，即两根天线在相同的时频位置发送相同的导频信息。

综上所述，本发明的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法考虑了各种类型的无线信道场景，其中信令导频和帧尾导频的密度足够高，可以用于系统承受限度下恶劣信道环境的信道估计；对于连续导频系统定时细同步的性能和小数倍载波细同步性能，在NGB-W系统与DVB-T2中性能基本相当。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims

1.一种下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其特征在于，所述设计方法至少包括：每个NGB-W帧中OFDM符号的导频单元值y_m,l,k均由导频参考序列r_l,k调制生成，其中m为帧索引，l为OFDM符号索引，k为有效子载波索引；所述参考序列r_l,k由一个符号级导频PRBS序列u_k和一个帧级导频PRBS序列v_l共同生成，其中，

2.根据权利要求1所述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其特征在于：将NGB-W系统的传输带宽分成左右两个子带，所述两个子带上导频的位置分布相同。

3.根据权利要求1所述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其特征在于：所述导频包括信令导频、离散导频、连续导频、边缘导频和帧尾导频。

4.根据权利要求1所述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其特征在于：所述符号级导频PRBS序列的长度N_PRBS等于OFDM符号内有效子载波的数量N_a，由移位寄存器组所生成前N_PRBS个比特构成，所述移位寄存器组的初始状态为‘11111111111’，并随着每个子载波级时钟的到来进行从左向右的移位，最左边的1位由移位寄存器组的第9位和第11位相异或的结果进行填充。

5.根据权利要求1所述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其特征在于：所述帧级导频PRBS序列的长度N_PRBS等于NGB-W帧中信令符号和数据符号的数量，由移位寄存器组所生成的前N_PRBS个比特构成，所述移位寄存器组的初始状态为‘00000000001’，并随着每个符号级时钟的到来进行从左向右的移位，最左边的1位由移位寄存器组的第2位和第11位相异或的结果进行填充。

6.根据权利要求3所述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其特征在于：在数据符号中，当有效子载波k满足下列关系时，子载波k所在位置放置离散导频：

\{\begin{matrix} k \mod (D_{X} \cdot D_{Y}) = D_{X} \cdot [(N_{S_Sym} - l) \mod D_{Y}] & 0 < k < \frac{N_{a}}{2} - 1 \\ (k - \frac{N_{a}}{2}) \mod (D_{X} \cdot D_{Y}) = D_{X} \cdot [(N_{S_Sym} - l) \mod D_{Y}] & \frac{N_{a}}{2} < k < N_{a} - 1 \end{matrix}

7.根据权利要求3所述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其特征在于：在数据符号中，当有效子载波k满足下列关系时，则子载波k所在位置放置连续导频：

\{\begin{matrix} k \mod Δ = D_{X}^{\min} - 1 & D_{X}^{\min} - 1 \leq k \leq Δ \times (\frac{N_{CP}}{2} - 1) {+ D}_{X}^{\min} - 1 \\ (k - \frac{N_{a}}{2}) \mod Δ = D_{X}^{\min} - 1 & \frac{N_{a}}{2} + D_{X}^{\min} - 1 \leq k \leq \frac{N_{a}}{2} + Δ \times (\frac{N_{CP}}{2} - 1) + D_{X}^{\min} - 1 \end{matrix}

8.根据权利要求3所述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其特征在于：在数据符号和帧尾符号中，当有效子载波k满足下列关系时，子载波k所在位置放置边缘导频：

k = 0, k = \frac{N_{a}}{2} - 1, k = \frac{N_{a}}{2}, k = N_{a} - 1,

其中，N_a为有效子载波数量。

9.根据权利要求3所述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其特征在于：在信令符号中，当采用4K FFT、8K FFT或16K FFT模式，且有效子载波k满足下列关系时，子载波k所在位置放置信令导频：

\{\begin{matrix} k \mod 3 = 0 & 0 \leq k \leq \frac{N_{a}}{2} - 1 \\ k \mod 3 = \frac{N_{a}}{2} \mod 3 & \frac{N_{a}}{2} \leq k \leq N_{a} - 1 \end{matrix}

\{\begin{matrix} k \mod 6 = 0 & 0 \leq k \leq \frac{N_{a}}{2} - 1 \\ k \mod 6 = \frac{N_{a}}{2} \mod 6 & \frac{N_{a}}{2} \leq k \leq N_{a} - 1 \end{matrix}

其中，N_a为有效子载波数量。

10.根据权利要求3所述的下一代广播电视无线通信系统中导频的设计方法，其特征在于：在帧尾符号中，当有效子载波k满足下列关系时，子载波k所在位置放置帧尾导频：

\{\begin{matrix} k \mod D_{X} = 0 & 0 < k < \frac{N_{a}}{2} - 1 \\ k \mod D_{X} = \frac{N_{a}}{2} \mod D_{X} & \frac{N_{a}}{2} < k < N_{a} - 1 \end{matrix}