CN104393386A - 基于新型复合左右手传输线技术的小型化mimo系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于新型复合左右手传输技术的宽频环形电桥及基于该环形电桥的小型化MIMO系统，其解决了现有环形电桥及其所应用的系统工作带宽窄、尺寸大的技术问题，本发明的MIMO系统设有宽频环形电桥，宽频环形电桥包括三组CRLH单元组，分别是第一CRLH单元组、第二CRLH单元组和第三CRLH单元组，每组由两个CRLH单元连接而成，形成首端和尾端；各组相邻的首尾端连接形成信号传送端口，本发明的环形电桥可广泛应用于Bulter矩阵馈电网络，微波功率合成与分解网络，和差器、隔离器，波束可调天线，输入输出系统，以及任意需要解耦的微带天线阵和多信道通信系统。

Description

基于新型复合左右手传输线技术的小型化MIMO系统

技术领域

本发明涉及一种环形电桥及MIMO系统，具体说是一种基于新型复合左右手传输技术的宽频环形电桥及基于该环形电桥的小型化MIMO系统。

背景技术

环形电桥(rat-race coupler)又称鼠笼式耦合器或180°混合环，是和差器、微波功率合成、公分以及多输入输出系统(MIMO)解耦网络的重要组成元件，用途极其广泛。

如说明书附图中的图1所示的现有环形电桥的电路拓扑结构图，在工作频点处，其由3段相位为-90°，阻抗为的传输线(TL)支路和一段相位为-270°，阻抗为的传输线支路组成。当被用作功率分配器时，信号从端口port1输入，则端口port2和端口port3等幅同相输出，端口port4隔离，相反当信号从端口port4输入，则端口port2和端口port3等幅反相输出，端口port1隔离。当被用作功率合成器时，信号从端口port2和端口port3等幅同相输入，能量在端口port1合成输出，而在端口port4抵消无输出，相反当信号从端口port2和端口port3等幅反相输入，能量在端口port4合成输出，而在端口port1抵消无输出。

现有的传统传输线的相位响应可以表示为其中n是传输线的折射率，n由介质板的材料确定，c是光速，l是传输线的物理长度。由该公式可知，相位随频率变化的快慢程度(相位响应的斜率)与传输线物理长度成正比。然而现有环形电桥由于其-270°传输线支路的存在，注定了其工作带宽窄、尺寸大等缺点。为了解决上述缺陷，已记载的展宽环形电桥带宽的技术主要有以下六种方法：一是利用非谐振式集总人工复合左右手传输线(CRLH TL)的双曲色散效应和相位超前效应，将相位为+90°的CRLH TL支路取代传统-270°的传输线支路(参考图1)同时使其相位斜率与-90°传统右手传输线(RHTL)支路的斜率在尽可能宽的频率范围内保持一致，但是集总元件由于其自身谐振，工作频率受到极大限制，其次大量集总元件的焊接给加工带来极大的不便和昂贵的加工成本，而且大量焊盘的右手寄生效应会给设计带来误差。二是基于分布式谐振复合左右手传输线(参考图2和图3)的宽频技术，虽然输出相位不平衡带宽展宽了，但是由于缝隙电容太小，CRLH TL工作于不平衡状态导致工作匹配带宽窄。三是采用共面波导相位转换器，但是镀金穿孔技术增加了加工的复杂性。四是采用多级耦合器级联技术，虽然工作带宽展宽了，但电路的面积会显著增加。五是在垂直于电路板的方向上加装平板电路结构，但是铅垂介质板的加装使加工和设计变得复杂。六是采用接地耦合线技术，但是其需要多级阻抗变换器和两个短路的四分之一波长传输线段实现宽带耦合和匹配，因此设计复杂且电路面积非常大。

MIMO系统由于其能使收发前端天线通道容量线性增加而备受关注，在通信系统中具有广泛的应用。目前，MIMO设计部分采用天线单元的小型化设计来减小天线单元之间耦合，从而减小天线单元之间的间距并最终增加天线的信道容量，但通过这种方法增加天线通道容量的能力是非常有限的。此外，还有部分设计采用在相邻天线单元间加载解耦网络来实现，但解耦网络工作频带一般较窄，限制了MIMO系统的工作带宽，难于满足现代无线通信的需求。

发明内容

本发明就是为了解决现有环形电桥及其所应用的系统工作带宽窄、尺寸大的技术问题，提供一种工作带宽宽、尺寸小的宽频环形电桥及具有弱单元间耦合的宽带小型化MIMO系统。

本发明的技术方案是，提供一种人工复合左右手传输线单元，包括微带板，微带板为三层结构，中间层为介质层，上层为微带导带层，下层为微带接地板；微带接地板上设有互补螺旋环谐振器，微带导带层连接有Wunderlich锯齿电容，Wunderlich锯齿电容的锯齿结构为多级级联的短交指。

优选地，微带板为聚四氟乙烯玻璃布板，其介电常数为2.2，厚度为1mm。

本发明还提供一种宽频环形电桥，包括三组CRLH单元组，分别是第一CRLH单元组、第二CRLH单元组和第三CRLH单元组，每组由两个CRLH单元连接而成，形成首端和尾端；CRLH单元包括微带板，微带板为三层结构，中间层为介质层，上层为微带导带层，下层为微带接地板；微带接地板上设有互补螺旋环谐振器，微带导带层连接有Wunderlich锯齿电容，Wunderlich锯齿电容的锯齿结构为多级级联的短交指；

第一CRLH单元组的首端与第二CRLH单元组的尾端连接，第二CRLH单元组的首端通过蜿蜒右手微带线与第三CRLH单元组的尾端连接，第三CRLH单元组的首端与第一CRLH单元组的尾端连接；第二CRLH单元组与第一CRLH单元组垂直连接，且位于第一CRLH单元组的右侧；第三CRLH单元组与第一CRLH单元组垂直连接，且位于第一CRLH单元组的左侧；蜿蜒右手微带线向内蜿蜒，其为对称蜿蜒线，有两个向内蜿蜒部；第一CRLH单元组的首端和第二CRLH单元组的尾端之间的节点为第一输出端口，第一CRLH单元组的尾端与第三CRLH单元组的首端之间的节点为同相输入端口，第三CRLH单元组的尾端与蜿蜒右手微带线之间的节点为第二输出端口，第二CRLH单元组的首端与蜿蜒右手微带线之间的节点为反相输入端口。

本发明还提供一种基于新型复合左右手传输技术的小型化MIMO系统，包括宽频环形电桥，宽频环形电桥包括三组CRLH单元组，分别是第一CRLH单元组、第二CRLH单元组和第三CRLH单元组，每组由两个CRLH单元连接而成，形成首端和尾端；CRLH单元包括微带板，微带板为三层结构，中间层为介质层，上层为微带导带层，下层为微带接地板；微带接地板上设有互补螺旋环谐振器，微带导带层连接有Wunderlich锯齿电容，Wunderlich锯齿电容的锯齿结构为多级级联的短交指；

第一CRLH单元组的首端与第二CRLH单元组的尾端连接，第二CRLH单元组的首端通过蜿蜒右手微带线与第三CRLH单元组的尾端连接，第三CRLH单元组的首端与第一CRLH单元组的尾端连接；第二CRLH单元组与第一CRLH单元组垂直连接，且位于第一CRLH单元组的右侧；第三CRLH单元组与第一CRLH单元组垂直连接，且位于第一CRLH单元组的左侧；蜿蜒右手微带线向内蜿蜒，其为对称蜿蜒线，有两个向内蜿蜒部；第一CRLH单元组的首端和第二CRLH单元组的尾端之间的节点为第一输出端口，第一CRLH单元组的尾端与第三CRLH单元组的首端之间的节点为同相输入端口，第三CRLH单元组的尾端与蜿蜒右手微带线之间的节点为第二输出端口，第二CRLH单元组的首端与蜿蜒右手微带线之间的节点为反相输入端口。

优选地，微带板还设有第二同相配相微带传输线、第一同相配相微带传输线、第二阻抗变换器、第一阻抗变换器、第二单极子天线和第一单极子天线，第二同相配相微带传输线与宽频环形电桥的第二输出端口连接，第一同相配相微带传输线与宽频环形电桥的第一输出端口连接，第二阻抗变换器与第二同相配相微带传输线连接，第一阻抗变换器与第一同相配相微带传输线连接，第二单极子天线与第二阻抗变换器连接，第一单极子天线与第一阻抗变换器连接；第二单极子天线和第一单极子天线形成一对单极子天线组；宽频环形电桥的同相输入端口和反相输入端口分别连接同轴接头，用于信号激励。

本发明的有益效果是，大幅提高了环形电桥和MIMO系统的工作带宽，使得尺寸更小、体积更小、损耗低，加工方便，易集成应用，同时由于环形电桥的存在，MIMO系统具有很低弱的单元耦合。

对于小型化MIMO系统，其工作频带极大地得到展宽，-10dB阻抗频率范围从1.73到2.31GHz，在该频率范围内，同相输入端口和反相输入端口之间的隔离达到-19.2dB。因此本发明的MIMO系统使得近距耦合天线的隔离度增加了近13dB，具有很高的解耦品质和效率。

本发明进一步的特征和方面，将在以下参考附图的具体实施方式的描述中，得以清楚地记载。

附图说明

图1是现有环形电桥的电路拓扑结构示意图；

图2是基于CSRRs和缝隙电容加载的谐振式CRLH单元拓扑结构示意图；

图3是图2的等效电路原理图；

图4是本发明CRLH单元拓扑结构的全局图；

图5是图4的俯视图；

图6是本发明CRLH单元的等效电路原理图；

图7是本发明CRLH单元的仿真S参数效果图；

图8是本发明CRLH单元的仿真色散曲线效果图；

图9是宽频环形电桥的结构示意图；

图10是宽频环形电桥的仿真S参数效果图；

图11是宽频环形电桥的相位响应效果图(包括与蜿蜒右手微带线的相位差)；

图12是∑(1)端口输入时宽频环形电桥的S参数效果图；

图13是图12中相对应的宽频环形电桥的输出端口不平衡数据效果图；

图14是Δ(4)端口输入时宽频环形电桥的S参数效果图；

图15是图14中相对应的宽频环形电桥的输出端口不平衡数据效果图；

图16是小型化多功能MIMO系统的拓扑结构示意图；

图17是单极子天线阵的仿真反射系数和隔离系数；

图18是小型化MIMO系统的仿真、测试反射系数和隔离系数；

图19是小型化MIMO系统的三维仿真辐射方向图，(a)1端口同相激励情形，(b)4端口反相激励情形；

图20是小型化MIMO系统通过暗室远场测量系统测试得到的H面(xoy plane)辐射方向图，(a)同相输入端口同相激励情形，(b)反相输入端口反相激励情形。

图中符号说明：

20.微带接地板，30.微带导带层，2.CRLH单元，3.蜿蜒右手微带线，4.第一CRLH单元组，5.第二CRLH单元组，6.第三CRLH单元组，7.第二同相配相微带传输线，8.第一同相配相微带传输线，9.第二阻抗变换器，10.第一阻抗变换器，11.第二单极子天线，12.第一单极子天线，WDC表示Wunderlich锯齿电容，CSRs表示互补螺旋环谐振器。图1中port1、port2、port3、port4表示信号传送端口。图9中port2表示第一输出端口，port1表示同相输入端口，port3表示第二输出端口，port4表示反相输入端口。

具体实施方式

以下参照附图，以具体实施例对本发明作进一步详细说明。

如图4和图5所示，基于微带技术的新型紧凑型人工复合左右手传输线(Composite Right/Left-handed Transmission Lines)，简称CRLH单元，是基于分形几何的增强型锯齿电容结构，即将Wunderlich锯齿电容(WDC)和互补螺旋环谐振器合成。具体是采用单层微带印刷电路板技术，在微带板的微带接地板20上刻蚀三环互补螺旋槽，也称互补螺旋环谐振器(CSRs)，此为下层，在三环互补螺旋槽的上方设置与微带导带层30通过连接线连接的基于Wunderlich分形几何的Wunderlich锯齿电容WDC，此为上层。微带接地板20和微带导带层30之间设有介质层，也就是微带板为三层结构，微带接地板20位于介质层的下面，微带导带层30位于介质层的上面。

上层的Wunderlich锯齿电容WDC由于Wunderlich锯齿结构多级级联的短交指取代了现有电容结构的长交指，实现了交指与交指之间的紧耦合并显著地增强了结构电容值，达到现有交指结构电容的4倍，此外缩小了体积。下层的互补螺旋环谐振器的等效电容是二环螺旋谐振的2倍，二环螺旋谐振器的等效电容是开口环谐振器(SRRs)等效电路的4倍。根据巴比涅对偶原理，互补螺旋环谐振器的等效电感L_p是现有开口环谐振器互补开口环谐振器(CSRRs)的8倍。因此相比于已有CRLH单元结构(参考图2)，由于锯齿电容其容值比缝隙电容大，由其构成的CRLH TL左手带宽宽，左手特性强，同时由于三环互补螺旋槽的谐振频率低于CSRRs，根据右手通带的下限工作角频率和左手通带的上限工作角频率的计算公式可知和将同时大幅减小，且降幅步调一致，两个谐振角频率很容易通过调节实现左手通带与右手通带无缝过度，因此本发明CRLH单元不仅实现了小型化，而且易于控制和实现CRLH TL的宽频平衡工作。

同时本发明CRLH单元结构没有任何集总元件的加载，没有引入任何金属化过孔，不受工作频率限制，而且由于短交指多级级联降低了表面电流密度，使能量分散并降低了耗散，因而还具有低损耗等特性，具有设计简单，加工方便，易与平面微波、毫米波电路集成等诸多优点。该CRLH单元没有任何集总元件的加载，没有引入任何金属化过孔，不受工作频率限制，而且由于短交指多级级联降低了表面电流密度，使能量分散并降低了耗散，因而还具有低损耗等特性，具有设计简单，加工方便，易与平面微波、毫米波电路集成等诸多优点。

其中a代表CSRs的尺寸，d₁、d₁代表CSRs的槽宽度和槽间距，g₁代表CSRs槽开口宽度，b代表Wunderlich锯齿结构的长度，w代表导带微带线的宽带，p代表CRLH单元周期，这里物理参数a、d₁、d₂、g₁、b、w、p随频率发生变化，均由工作频率决定，可根据下面集总电路参数和性能综合优化确定。优化的设计可以是a＝7.36mm，d₁＝d₂＝0.46mm，g₁＝0.92mm，w＝1.5mm，b＝10.5mm，p＝13.5mm。

如图6所示，Wunderlich锯齿电容WDC的电容和电感分别由π型电路中的和等效，对地电容由等效。当电流经过Wunderlich锯齿电容WDC时，由于WDC短交指结构的高次谐振效应，将在右手频段的上边缘形成一个明显的传输零点，等效于并联支路中由和构成的串联谐振电路。互补螺旋环谐振器CSRs的等效电路和CSRRs结构的电路完全相同且由并联谐振腔L_p和C_p等效，其中C_o为耦合电容不包括上层微带线的线电容。由等效电路出发，可建立各电路参数与WDC、CSRs电路参数之间的关系：

$C_L=C_s^{\mathrm{WDC}},$

$L_R=C_s^{\mathrm{WDC}},$

$C=2C_p^{\mathrm{WDCF}}+C_o,$

$C_p^s={2C}_p^{\mathrm{WDCS}},$

$L_p^s=\frac{1}{2}{L}_p^{\mathrm{WDCS}};$

由此可计算出该CRLH单元的串联支路阻抗为：

$2Z_s\left(\mathrm{j\ω}\right)=\mathrm{j\ω}{L}_R+\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_L},$

并联支路的导纳为：

$Y_1\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{\mathrm{j\ωC}(1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_p{C}_p)}{1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_p(C_p+C)}$ 和 $Y_2\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{\mathrm{j\ω}{C}_p^S}{1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_P^S{C}_p^S}.$

下面描述电路参数提取方法，首先基于全波仿真或测试得到WDC的Y参数矩阵 $\left[\begin{array}{cc}{Y}_{11}^{\mathrm{WDC}}& Y_{12}^{\mathrm{WDC}}\\ Y^{\mathrm{WDC}}& Y^{\mathrm{WDC}}\end{array}\right],$ 然后将仿真或者测试的Y参数转换成π型电路的串联阻抗Z^WDC和并联导纳Y^WDC，可以得到 而π型串联阻抗和并联导纳与电路参数之间的关系由 $Z^{\mathrm{WDC}}=j(\mathrm{\ω}{L}_s^{\mathrm{WDC}}-\frac{1}{\mathrm{\ω}{C}_s^{\mathrm{WDC}}})$ 和 $Y^{\mathrm{WDC}}=\frac{\mathrm{j\ω}{C}_p^{\mathrm{WDCS}}}{1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_p^{\mathrm{WDCS}}{C}_p^{\mathrm{WDCS}}}+\mathrm{j\ω}{C}_p^{\mathrm{WDCF}}$ 决定。对Z^WDC和Y^WDC表达式两边同时乘以ω并对其进行求导可以得出两外两个新方程，加上方程Z^WDC和Y^WDC三个方程，可以对WDC的中五个等效电路参数进行唯一求解，其中ω_sh2为WDC结构的传输零点角频率或CRLH单元结构的右手通带上边缘传输零点角频率，可以从全波仿真S参数得到。经过推到得到五个电路参数表达式：

$C_p^{\mathrm{WDCS}}=\frac{1}{2\mathrm{j\ω}}\left(\frac{{(1-{(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sh}2})}^2)}^2}{{(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sh}2})}^2}\right)(3\mathrm{\ω}\frac{\∂Y^{\mathrm{WDC}}}{\∂\mathrm{\ω}}-Y^{\mathrm{WDC}}),$

$C_p^{\mathrm{WDCF}}=\frac{1}{2\mathrm{j\ω}}(\frac{1+{(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sh}2})}^2}{{(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sh}2})}^2}{Y}^{\mathrm{WDC}}-\frac{3+{(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sh}2})}^2}{{(\mathrm{\ω}/{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sh}2})}^2}\mathrm{\ω}\frac{\∂Y^{\mathrm{WDC}}}{\∂\mathrm{\ω}}),$

$L_p^{\mathrm{WDCS}}=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sh}2}^2{C}_p^{\mathrm{WDCS}}},$

$L_s^{\mathrm{WDC}}=\frac{1}{2\mathrm{j\ω}}(\mathrm{\ω}\frac{\∂Z^{\mathrm{WDC}}}{\∂\mathrm{\ω}}+Z^{\mathrm{WDC}}),$

$C_s^{\mathrm{WDC}}=\frac{1}{\mathrm{jw}}{(\mathrm{\ω}\frac{\∂Z^{\mathrm{WDC}}}{\∂\mathrm{\ω}}-Z^{\mathrm{WDC}})}^{-1},$

至此锯齿电容结构的五个电路参数均被精确提取。

下面描述提取CRLH单元结构的另外三个参数，由Z_s(jω)[Y₁(jω)+Y₂(jω)]＝0可以确定和的表达式，其中

$Y_1\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{\mathrm{j\ωC}(1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_p{C}_p)}{1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_p(C_p+C)}$ 和 $Y_2\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{\mathrm{j\ω}{C}_p^S}{1-{\mathrm{\ω}}^2{L}_P^S{C}_p^S}.$

为使CRLH单元工作于平衡态并实现匹配必须有Bloch阻抗 $Z_{\mathrm{\β}}=\sqrt{Z_s\left(\mathrm{j\ω}\right)[Z_s\left(\mathrm{j\ω}\right)+2/(Y_1\left(\mathrm{j\ω}\right)+Y_2\left(\mathrm{j\ω}\right))]}=70.7\mathrm{\Ω}.$ 结合 ${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sh}1}=1/\sqrt{L_p(C_p+C)}$ 总共三个方程可以确定整个CRLH单元的其余三个电路参数，其中ω_sh1为CRLH单元结构的左手通带下边缘传输零点角频率。

如图7和图8所示，为了验证提取的电路参数，采用商业仿真软件ADS进行了电路仿真，其中提取得到的电路参数为：L_R＝5.56nH，L_p＝11.04nH，C_p＝1.02pF，C_L＝3.01pF，C＝0.42pF，微带板采用聚四氟乙烯玻璃布板，介电常数为2.2，厚度为1mm，电损耗正切为tanδ＝0.001，图中给出了CRLH单元的全波仿真、电路仿真S参数(均与70.7Ω进行归一化)和色散曲线。由图7可知，全波仿真得到的S参数与电路仿真得到的S参数吻合的非常好，验证了所提出等效电路的合理性和参数提取的正确性。传输系数S₂₁验证了理论分析中的两个传输零点，其中低频传输零点频率f_sh1＝1.26GHz，高频传输零点频率f_sh2＝3.04GHz。反射系数S₁₁的幅度在通带内均优于-20dB，匹配性能良好，同时通带内没有阻带。由图8可知，CRLH单元工作于准平衡态，所以在通带内没有观察到任何阻带，CRLH单元的左手通带和右手通带在平衡点处实现了无缝过渡。

如图9所示，基于上述CRLH单元结构，可以直接设计特性阻抗为70.7Ω的-90°和-270°传输线支路，即宽频环形电桥。该宽频环形电桥包括三组CRLH单元组，每组由两个CRLH单元连接而成，形成首端和尾端。第一CRLH单元组4的首端与第二CRLH单元组5的尾端连接，第二CRLH单元组5的首端通过蜿蜒右手微带线3与第三CRLH单元组6的尾端连接，第三CRLH单元组6的首端与第一CRLH单元组4的尾端连接。第二CRLH单元组5与第一CRLH单元组4垂直连接，且位于第一CRLH单元组4的右侧。第三CRLH单元组6与第一CRLH单元组4垂直连接，且位于第一CRLH单元组4的左侧。蜿蜒右手微带线3向内蜿蜒，其为对称蜿蜒线，有两个向内蜿蜒部。第一CRLH单元组4的首端和第二CRLH单元组5的尾端之间的节点为第一输出端口port2，第一CRLH单元组4的尾端与第三CRLH单元组6的首端之间的节点为同相输入端口port1，第三CRLH单元组6的尾端与蜿蜒右手微带线3之间的节点为第二输出端口port3，第二CRLH单元组5的首端与蜿蜒右手微带线3之间的节点为反相输入端口port4。

蜿蜒右手微带线3的宽度根据特性阻抗70.7Ω确定。

该宽频环形电桥采用两级CRLH单元级联设计-90°CRLH TL支路(一组CRLH单元组)，蜿蜒右手微带线实现-270°传输线支路，采用数学求极值的理论方法使-90°和-270°传输线支路的相位差在很宽的频率范围内保持相同或者变化最小。令CRLH TL的相位为 为微带线的相位，其中N为CRLH单元的数目，则相位差为

为满足相位差在工作角频率ω₀＝2πf₀处最小，则且图9所示结构的中心工作频率为2GHz，每组CRLH单元组的总长度为27mm，与工作在2GHz的现有环形电桥相比，该环形电桥的尺寸缩减了66.8％。

如图10和图11所示的全波仿真S参数、相位响应及其与蜿蜒右手微带线的相位差数据，该二级CRLH TL匹配性良好，整个通带内S₁₁优于-13dB，-10dB阻抗带宽为1.39～2.74GHz，插入损耗在整个通带内优于-0.15dB。S₂₁曲线再一次证明了通带上、下限边缘的传输零点，这些传输零点的存在提高了带外抑制性和选择性。CRLH TL与蜿蜒微带线的相位差(-180°±10°)在很宽的带宽范围内(1.51～2.49GHz)保持稳定，也即的斜率在很宽的频率范围内近似为0，从而验证了设计方法的正确性和解决问题的技术效果。

如图12和图13所示的信号从∑(1)端口输入时环形电桥的频率响应曲线以及第一输出端口port2、第二输出端口port3的输出幅度和相位不平衡。从图12可以看出，在1.77～2.43GHz频率范围内，回波损耗|S₁₁|均优于-10dB，同相输入端口port1、反相输入端口port4的隔离|S₄₁|优于-18.4dB。第一输出端口port2、第二输出端口port3的插入损耗|S₂₁|&|S₃₁|除了第一输出端口port2在频率低端偏大但仍优于-4.24dB，在该频率范围的其它频率处均接近于理想水平-3dB。从图13可以看出，在频段1.75～2.57GHz，输出幅度不平衡小于1dB，相位不平衡度小于10度。因此∑激励时，环形电桥各项指标均满足要求的带宽为660MHz(1.77～2.43GHz)，相对带宽达33％。而传统环形电桥的带宽一般只有10％，因此该环形电桥的带宽被有效地展宽了。

如图14和图15所示，信号从Δ(4)端口输入时环形电桥的频率响应曲线以及第一输出端口port2、第二输出端口port3的输出幅度和相位不平衡。从图14可以看出，在1.81～2.42GHz频率范围内，回波损耗|S₁₁|均优于-10dB，同相输入端口port1、反相输入端口port4的隔离|S₄₁|优于-20.1dB。第一输出端口port2、第二输出端口port3的插入损耗|S₂₁|&|S₃₁|除了第二输出端口port3在频率低端处偏大但仍优于-4.7dB，在该频率范围的其它频率处均接近理想水平-3dB。从图15可以看出，在频段1.91～2.53GHz，输出幅度不平衡小于1dB，相位不平衡度小于10度。因此Δ激励时，该环形电桥各项指标均满足要求的带宽为510MHz(1.91～2.42GHz)，相对带宽达25.5％。

如图16所示，基于上述宽频环形电桥的结构，进一步可以设计小型化多功能MIMO系统。其在微带板上设有宽频环形电桥、第二同相配相微带传输线7、第一同相配相微带传输线8、第二阻抗变换器9、第一阻抗变换器10、第二单极子天线11和第一单极子天线12，第二同相配相微带传输线7与宽频环形电桥的第二输出端口port3连接，第一同相配相微带传输线8与宽频环形电桥的第一输出端口port2连接，第二阻抗变换器9与第二同相配相微带传输线7连接，第一阻抗变换器10与第一同相配相微带传输线8连接，第二单极子天线11与第二阻抗变换器9连接，第一单极子天线12与第一阻抗变换器10连接。第二单极子天线11和第一单极子天线12形成一对单极子天线组。宽频环形电桥的同相输入端口port1和反相输入端口port4分别连接同轴接头，用于信号激励。一对单极子天线组工作频段完全覆盖环形电桥馈电网络的频段。

L表示MIMO系统的长度，M表示MIMO系统的宽度，Q表示第二同相配相微带传输线7的长度，T表示第二阻抗变换器9的长度，m表示第一单极子天线12的长度，p表示第一单极子天线12的宽度，k表示第一阻抗变换器10的宽度，w表示第二同相配相微带传输线7的宽度。第二单极子天线11的长度与第一单极子天线12的长度相同，第二单极子天线11的宽度与第一单极子天线12的宽度相同。第一阻抗变换器10的长度与第二阻抗变换器9的长度相同，第一阻抗变换器10的宽度与第二阻抗变换器9的宽度相同。第一单极子天线12和第二单极子天线11的之间的间距大于0mm且小于M-2p。这里所有物理参数均根据该系统工作于2GHz频率处的优异电气性能进行优化确定。

优选地，各物理参数可以设计为：L＝120mm，M＝70mm，Q＝54.5mm，T＝16mm，m＝28mm，p＝8mm，k＝0.8mm和w＝3mm。第一单极子天线12和第二单极子天线11的之间的间距是为10mm。

该MIMO系统可以实现两个功能，当作为发射端时，通过选择切换宽频环形电桥的同相输入端口port1同相馈电或反相输入端口port4差相馈电，MIMO系统可以产生两个极化正交的辐射模式并实现方向图多样性和选择性。当作为接收端时，MIMO系统能将接收到的信号进行模式解耦，分解出两个正交辐射分量。

如图17所示，单极子天线的-10dB阻抗频率范围从1.5到3.07GHz，带宽达到1.5GHz，同时由于一对单极子天线组的近距H面耦合，一对单极子天线组的隔离系数为-6.1dB。同时可以看出，天线的工作带宽完全覆盖环形电桥的频率范围，使得MIMO系统的工作频带极大地得到展宽。如图18所示，MIMO系统的仿真与测试结果吻合的很好，-10dB阻抗频率范围从1.73到2.31GHz，在该频率范围内，同相输入端口port1和反相输入端口port4之间的隔离达到-19.2dB。因此该MIMO系统使得近距耦合天线的隔离度增加了近13dB，具有很高的解耦品质和效率。

如图19和图20所示，两个图中(a)部分均为同相输入端口port1同相激励情形下的结果，(b)部分均为反相输入端口port4反相激励情形下的结果。仿真和测试结果均表明同相激励时H面为全向辐射，而相反反相激励时，H面方向图宽边辐射方向上存在辐射谷值，端射辐射方向上存在辐射峰值，为定向辐射。由于这两个辐射模式彼此相互正交，因此MIMO系统获得了很好的辐射方向图多样性。

以上所述仅对本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡是在本发明的权利要求限定范围内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种人工复合左右手传输线单元，其特征是，包括微带板，所述微带板为三层结构，中间层为介质层，上层为微带导带层，下层为微带接地板；所述微带接地板上设有互补螺旋环谐振器，所述微带导带层连接有Wunderlich锯齿电容，所述Wunderlich锯齿电容的锯齿结构为多级级联的短交指。

2.根据权利要求1所述的人工复合左右手传输线单元，其特征在于，所述微带板为聚四氟乙烯玻璃布板，其介电常数为2.2，厚度为1mm。

3.一种宽频环形电桥，其特征在于，包括三组CRLH单元组，分别是第一CRLH单元组、第二CRLH单元组和第三CRLH单元组，每组由两个CRLH单元连接而成，形成首端和尾端；所述CRLH单元包括微带板，所述微带板为三层结构，中间层为介质层，上层为微带导带层，下层为微带接地板；所述微带接地板上设有互补螺旋环谐振器，所述微带导带层连接有Wunderlich锯齿电容，所述Wunderlich锯齿电容的锯齿结构为多级级联的短交指；

所述第一CRLH单元组的首端与所述第二CRLH单元组的尾端连接，所述第二CRLH单元组的首端通过蜿蜒右手微带线与所述第三CRLH单元组的尾端连接，所述第三CRLH单元组的首端与所述第一CRLH单元组的尾端连接；所述第二CRLH单元组与所述第一CRLH单元组垂直连接，且位于所述第一CRLH单元组的右侧；所述第三CRLH单元组与所述第一CRLH单元组垂直连接，且位于所述第一CRLH单元组的左侧；所述蜿蜒右手微带线向内蜿蜒，其为对称蜿蜒线，有两个向内蜿蜒部；所述第一CRLH单元组的首端和所述第二CRLH单元组的尾端之间的节点为第一输出端口，所述第一CRLH单元组的尾端与所述第三CRLH单元组的首端之间的节点为同相输入端口，所述第三CRLH单元组的尾端与所述蜿蜒右手微带线之间的节点为第二输出端口，所述第二CRLH单元组的首端与所述蜿蜒右手微带线之间的节点为反相输入端口。

4.一种基于新型复合左右手传输技术的小型化MIMO系统，其特征在于，包括宽频环形电桥，所述宽频环形电桥包括三组CRLH单元组，分别是第一CRLH单元组、第二CRLH单元组和第三CRLH单元组，每组由两个CRLH单元连接而成，形成首端和尾端；所述CRLH单元包括微带板，所述微带板为三层结构，中间层为介质层，上层为微带导带层，下层为微带接地板；所述微带接地板上设有互补螺旋环谐振器，所述微带导带层连接有Wunderlich锯齿电容，所述Wunderlich锯齿电容的锯齿结构为多级级联的短交指；

所述第一CRLH单元组的首端与所述第二CRLH单元组的尾端连接，所述第二CRLH单元组的首端通过蜿蜒右手微带线与所述第三CRLH单元组的尾端连接，所述第三CRLH单元组的首端与所述第一CRLH单元组的尾端连接；所述第二CRLH单元组与所述第一CRLH单元组垂直连接，且位于所述第一CRLH单元组的右侧；所述第三CRLH单元组与所述第一CRLH单元组垂直连接，且位于所述第一CRLH单元组的左侧；所述蜿蜒右手微带线向内蜿蜒，其为对称蜿蜒线，有两个向内蜿蜒部；所述第一CRLH单元组的首端和所述第二CRLH单元组的尾端之间的节点为第一输出端口，所述第一CRLH单元组的尾端与所述第三CRLH单元组的首端之间的节点为同相输入端口，所述第三CRLH单元组的尾端与所述蜿蜒右手微带线之间的节点为第二输出端口，所述第二CRLH单元组的首端与所述蜿蜒右手微带线之间的节点为反相输入端口。

5.根据权利要求4所述的基于新型复合左右手传输技术的小型化MIMO系统，其特征在于，所述微带板还设有第二同相配相微带传输线、第一同相配相微带传输线、第二阻抗变换器、第一阻抗变换器、第二单极子天线和第一单极子天线，所述第二同相配相微带传输线与所述宽频环形电桥的第二输出端口连接，所述第一同相配相微带传输线与所述宽频环形电桥的第一输出端口连接，所述第二阻抗变换器与所述第二同相配相微带传输线连接，所述第一阻抗变换器与所述第一同相配相微带传输线连接，所述第二单极子天线与所述第二阻抗变换器连接，所述第一单极子天线与所述第一阻抗变换器连接；所述第二单极子天线和所述第一单极子天线形成一对单极子天线组；所述宽频环形电桥的同相输入端口和反相输入端口分别连接同轴接头，用于信号激励。